2023年8月2日发(作者：)

第５２卷第１１期　２０１８年１１月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．５２．Ｎｏ．１１　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　２０１　８　基于ＧａＮ的高频Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ整流器设计　韦　武。王佳宁　（合肥工业大学，安徽合肥２３０００９）　摘要：便携电源设备小型化是人们一直追求的目标，最直接的方法便是通过提高系统开关频率以减小无源器　件的体积，进而减小系统体积。氮化镓（ＧａＮ）开关器件的商业化应用给实现兆赫兹级系统频率提供了可能。在　研究商用Ｂｏｏｓｔ功率因数校正（ＰＦＣ）控制器原理的基础上，对兆赫兹级环境下的电流临界导通模式（ＢＣＭ）Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ控制器提出了优化建议和方案。最终，通过Ｐｓｐｉｃｅ仿真验证了系统设计的正确性，并采用ＧａＮ高电子迁移　率晶体管（ＨＥＭＴ）及ＳｉＣ二极管设计了一款２００　Ｗ的兆赫兹ＰＦＣ原型机。　关键词：整流器：功率因数校正；电流临界导通模式　中图分类号：ＴＭ４６１　文献标识码：Ａ　文章编号：１０００—１００Ｘ（２０１８）１１－０ｌｏ４—０４　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ＧａＮ－ｂａｓｅｄ　ｌＩｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ　Ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ　ＷＥＩ　Ｗｕ．ＷＡＮＧ　Ｊｉａ．ｎｉｎｇ　（Ｈｅｆｅｉ　Ｕｎｉｖｅｒｓ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｈｅｉｆｅｉ　２３０００９，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｍｉｎｉａｔｕｒｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｐｒｏｔａｂｌｅ　ｐｏｗｅｒ　ｓｕｐｐｌｙ　ｄｅｖｉｃｅ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｇｏａｌ　ｔｈａｔ　ｐｅｏｐｌｅ　ｈａｖｅ　ｂｅｅｎ　ｓｅｅｋｉｎｇ．Ｉｔ　ｉｓ　ｍｏｓｔ　ｄｉ　ｒｅｃｔ　ｔｈａｔ　ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇ　ｔｈｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｔｏ　ｒｅｄｕｃｅ　ｔｈｅ　ｖｏｌｕｍｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｂｙ　ｒｅｄｕｃｉｎｇ　ｔｈｅ　ｖｏｌｕｍｅ　ｏｆ　ｐａｓｓｉｖｅ　ｄｅｖｉｃｅｓ．Ｔｈｅ　ｃｏｍｍｅｒｃｉａｌ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　ＧａＮ　ｄｅｖｉｃｅｓ　ｐｒｏｖｉｄｅ　ａ　ｐｏｓｓｉｂｌｅ　ｗａｙ　ｔｏ　ａｃｈｉｅｖｅ　ＭＨｚ　ｓｙｓｔｅｍ　ｆｒｅｑｕｅｎ—　ｃｙ．Ｓｕｇｇｅｓｔｉｏｎｓ　ａｎｄ　ｓｃｈｅｍｅｓ　ｏｆ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｏｎ　ｔｈｅ　ｂａｓｉｓ　ｏｆ　ｅｓｅａｌｒｃ＇ｈ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｂｏｕｎｄａｒｙ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ　ｍｏｄｅ（ＢＣＭ）　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ）ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　ａｒｅ　ｐｕｔ　ｆｏｒｗａｒｄ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅ　ｖａｌｉｄｉｔｙ　ｏｆ　ｓｙｓｔｅｍｉｃ　ｄｅｓｉｇｎ　ｉｓ　ｐｒｏｖｅｄ　ｂｙ　Ｐｓｐｉｃｅ　ｓｉ·　ｍｕｌａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｕｓｅ　ｏｆ　ａ　２００　Ｗ　ＭＨｚ　ｌｅｖｅｌ　ＰＦＣ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ　ｈａｓ　ｂｅｅｎ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ｗｈｉｃｈ　ｓｅｌｅｃｔｅｄ　ＧａＮ　ｈｉｇｈ　ｅｌｅｃｔｒｏｎ　ｍｏｂｉｌｉｔｙ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＨＥＭＴ）ａｎｄ　ＳｉＣ　ｄｉｏｄｅｓ．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ；ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ｂｏｕｎｄａｒｙ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ　ｍｏｄｅ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　Ｐｒｏｊｅｃｔ：Ｓｕｐｐｏｒｔｅｄ　ｂｙ　Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｎａｔｕｒａｌ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ｆｏｒ　Ｙｏｕｔｈ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ（Ｎｏ．５１６０７０５３）　１　引　言　为了抑制谐波干扰，ＰＦＣ技术得到广泛应用。　而Ｂｏｏｓｔ电路由于其升压特性和简单的结构．成为　此，对于高频Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ电路而言，满足软开关的　要求最为重要。一般常用的电流连续导通模式　（ＣＣＭ）由于硬开关的存在，不适合高频环境，而　了最为常用的ＰＦＣ拓扑【”。为实现ＰＦＣ的小型化，　提高频率是减小设备无源器件体积的一个最主要　的途径。ＧａＮ半导体器件相比于硅ＭＯＳＦＥＴ，具有　开关速度快、尺寸小、无反向恢复等优点，用ＧａＮ　晶体管替换硅ＭＯＳＦＥＴ可以大幅度提升开关频　ＢＣＭ控制可以很轻松地实现零电压开关（ｚｖｓ）开　通或谷底开通，很好地解决这一问题。然而，传统　的ＢＣＭ控制器在高频（５００　ｋＨｚ以上）下延时问题　突出，需要对其进行优化改进。　２　兆赫兹Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ工作模态的选择　２．１　兆赫兹级下工作状态选择　率，同时保持了良好的效率指标，具有很好的发　展趋势［２１。目前应用较为广泛的是级联结构的ＧａＮ　ＨＥＭＴ。然而其在高频电路中依然存在一些应用难　点，其中最主要的一点是低压硅（ｓｉ）ＭＯＳＦＥＴ的　寄生电容充电和反向恢复作用以及共源极电感的　影响，使得其在硬开关导通过渡过程中有着很大　的开关损耗［３］，这在高频电路中表现尤为明显。因　基金项目：国家青年自然科学基金（５１６０７０５３）　定稿日期：２０１７—１２—１９　提高频率可大大减小无源器件的体积．从而　提高功率密度。但频率的提高会带来电磁干扰　（ＥＭＩ）设计困难和开关损耗增加的问题。相比于　ＣＣＭ，ＢＣＭ的软开关属性可减小开关损耗；相比　于电流断续工作模式（ＤＣＭ），ＢＣＭ的电流纹波较　小，这会使得ＥＭＩ设计相对简单，同时使得差模　噪声得到抑制。因此，设计采用了ＢＣＭ工作状　态，实现开关管的ＺＶＳ开通或谷底导通．配合　ＧａＮ器件，使得其高导通损耗和低关断损耗的特　点得以发挥。　作者简介：韦　武（１９９２一），男，安徽合肥人，硕士研究生，　研究方向为宽禁带半导体的应用。　１０４　基于ＧａＮ的高频Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ整流器设计　图１为理想状态下半个周期Ｂｏｏｓｔ　ＢＣＭ工作　兰＝－＿—　占，、————一　状态下电感电流波形。　几几＝Ｈ＝几几几几几几几　为电感电流峰值；　为电感电流；　为电感电流平均值。　图１　ＢＣＭ工作状态电感电流波形　Ｆｉｇ．１　Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｓｔａｔｅ　ｏｆ　ＢＣＭ　实际ＢＣＭ工作状态下，由于寄生参数的存　在，电感电流并不会在零时刻立刻增大。电感　、　开关管寄生电容Ｃ０田和二极管寄生电容ＣｖＤ会在　电感电流下降到零时发生谐振。振荡时间为：　ＴＤ＝２＂ｔｒ、／　（Ｃ　＋ＣｖＤ）　（１）　由于　的存在，开关管可以很轻松地实现　ＺＶＳ开通或谷底开通，这与输入电压　和输出电　压　的关系有关，如图２所示。　’　培　／　／ｌ　’　：　：　：　爨碥，，　　（ａ）Ｕｇ＜Ｕｏ／２　（ｂ）ｕｇ＞Ｕｏ／２　图２开关管关断时的关键波形　Ｆｉｇ．２　Ｔｈｅ　ｋｅｙ　ｗａｖｅｆｏｒｌＴＩＳ　ｄｕｒｉｎｇ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｏｆｆ　图２ａ中，当　小于　２时，开关管漏源极电　压　在ｉ　过零后振荡，然后被体二极管箝位在　零，直到开关管导通，此时，可实现ＺＶＳ开通，导　通损耗为零；图２ｂ中，当　大于ＵＪ２时，　ｄＢ不会　振荡到零，在　再次振荡回零时，　也也振荡到最　低点，此时，开关管导通，实现谷底开通，开关管导　通电压最低。导通损耗最小。　２．２　兆赫兹级下控制策略的选择　ＢＣＭ控制根据是否引入电流环分为电流控　制模式和电压控制模式，原理图如图３所示。如　图３ａ所示．电流控制模式是由ＣＣＭ下电流滞环　控制模式演变的．其关断信号Ｒ以电压外环和　电流内环控制，导通信号Ｓ由零电流检测提供。　当开关频率在千赫兹级别时．电流控制模式有着　很好地表现。如ＦＡＮ７５２７和Ｌ６５６０，但一方面控　制环引入　，稳定性会受到　影响，另一方面　由于内部乘法器的存在，内部延时不能满足找　兆赫兹要求。　ｌ厂　ｓ　ＶＤ　Ｒ。ｎ　ＲｚｃＤ　—旆　竺：！Ｉ　误差放大　（ｂ）电压控制模式　图３　ＢＣＭ　ＰＦＣ两种控制原理图　Ｆｉｇ．３　Ｔｗｏ　ｋｉｎｄｓ　ｏｆ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　ＢＣＭ　ＰＦＣ　电压模式原理图见图３ｂ．其导通时间一般恒　定，所以又称为恒定导通时间（ＣＯＴ）控制。ＣＯＴ控　制由于直接将电流作为导通信号处理，关断信号　不存在乘法器延时问题，控制简单，适合高频环　境。因此综合考虑，选择ＣＯＴ控制模式作为兆赫　兹级ＢＣＭ　ＰＦＣ实现的控制方法。但目前商用的　ＣＯＴ控制模式ＰＦＣ控制芯片都限制在５００　ｋＨｚ以　下，如ＦＡＮ７５３０和ＮＣＰ１６０７．因此需要在理解　ＣＯＴ控制的基础上，对其进行改进优化。　Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ的ＣＯＴ控制基本工作原理在文献【４１　中有详细的介绍。在稳定状态下，输入电流为：　ｌｒ，／　、　ｉｓ（ｔ）＝　（２）　当导通时间　恒定时，　随着　呈正弦变　化，从而实现功率因数校正的功能。图２ｂ中的锯　齿波就是为了保持　恒定。因为误差放大器的带　宽一般远小于工频。使得放大器输出近似为恒定　值．因此ＲＳ触发器的关断信号Ｒ的间隔时间恒　定，即　恒定。　２．３零电流检测方式选择　电流过零检测对于ＢＣＭ控制而言极其重要。　影响着整个控制系统的快速性和稳定性。大多数　ＰＦＣ控制芯片采用电流检测方式．如ＦＡＮ７５２７和　Ｌ６５６０等。　利用辅助电感与功率电感的耦合关系．使得　辅助电感两端的电压反映出功率电感电流过零　情况，称之为电压检测方式。在开关频率较小　（２００　ｋＨｚ左右）时，此种检测方法有着损耗小的　优点，但其引入了辅助电感，使得电感体积有所增　大，不符合现代电力电子技术小型化发展的要求，　同时还会使得电感电流振荡周期　减小。不利　１０５　第５２卷第１１期　２０１８年１１月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｅｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．５２，Ｎｏ．１１　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　２０１８　于ＺＶＳ开通或谷底开通的实现。此外，最重要的　一可见，当　２６５　Ｖ时，此时开关频率变化范　点，这种检测方式存在延时。该检测方式虽然可　围最大，对应开关频率极小值最小，即对应的条件　最为恶劣，因此在此条件下来计算各器件参数。　３．１．１　电感计算　以反映电感电流情况，但存在明显的延时，虽然实　际应用中会采用ＲＣ延时补偿。但仍然无法满足　高频电路对于延时精度的要求。　因此，在高频环境中。采用在回路中串联采样　电阻的电流检测方式采样电感电流更为合适．如　图４所示。虽然采样电阻会带来额外的损耗，但电　一根据ＢＣＭ　Ｂｏｏｓｔ基本原理可知，假设效率　为１，电感电流峰值最大值　一及电感电流平均　值最大值　＝的表达式分别为：　＾厂　Ｄ　流采样的速度几乎无延时，而采样电阻Ｒ　的损耗　实际上影响微乎其微。　２　一＝６．２８　Ａ，　一＝　。，Ｊｕ　＝３．１４　Ａ（５）　根据式（３）及设计目标，可得电感值为：　：　（　二　（６）　图４　电流检测方式的ＣＯＴ控制模式原理图　Ｆｉｇ．４　Ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　ＣＯＴ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｏｄｅ　ｆｏｒ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ｍｏｄｅ　３主电路设计及仿真验证　３．１主电路设计及选型　主电路设计参数为：输入电压　为９０～２６５　Ｖ，　Ｕｏ＝４００　Ｖ，最大输出功率　＝２００　Ｗ，开关频率　≥１　ＭＨｚ，输出电压纹波小于等于１．５％，工作模　式为ＢＣＭ，零电流检测方式为电流检测。　根据式（２）及Ｂｏｏｓｔ电压变比关系可知，ＣＯＴ　ＢＣＭ控制方式的开关频率为：　）＝　２ＬＰｍ（１一　）（３）　ＣＯＴ　ＢＣＭ为变频控制，当ｔｏｔ＝￣ｒ／２时，　在半个　工频周期内取得极小值。　．　２ＬＰｍ　Ｉｆ　一　）　（４）　由式（３），（４）可分别得出频率变化与输入电　压有效值关系和频率极小值与输入电压有效值的　关系，如图５所示。其中　为以９Ｏ　Ｖ时开关频　率极小值为基准的标幺化开关频率。　≥　图５输入电压与频率的关系图　Ｆｉｇ．５　Ｔｈｅ　ｒｅｌａｔｉｏｎ　ｂｅｔｗｅｅｎ　ｉｎｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　ａｎｄ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　１０６　｜　ｏ　为了在整个输入电压范围内都能实现大于　１　ＭＨｚ开关频率的ＢＣＭ控制，　必须满足：　＜　（　一　：１１．１　Ｈ　（７）　｛　。　为满足电感电流和最小感值的要求．选择　６０Ａ１０３Ｃ，电感值　＝１０．３　Ｈ。此时，输入电压范围　内最小频率为１．０８６　ＭＨｚ。　３．１．２　开关管与二极管计算　由于ＣＯＴ　ＢＣＭ控制模式是变频控制且频率　会随着输入电压和负载的变化而变化。准确的开　关管和二极管等效电流难以计算．一般以半个工　频周期内开关频率变化的平均值　为准来计算　选型。开关管关断时，　被输出电容箝位，承受输　出电压，即　一＝４００　Ｖ；导通时，漏源极电流ｉ也等　于　。则开关管漏源极电流平均值为【　ｌ：　１ｗ＝　Ｖ百１一　＿２．１９　Ａ（８）　考虑到频率的影响．最终采用ＴＰＨ３００２ＰＤ型　ＧａＮ开关管。　整流桥的二极管导通时，电流　＝ｉＬ；关断时　承受最大反向电压‰。　－１．４１４Ｕｍ＝３７５　Ｖ。则整流　桥二极管平均电流，Ⅶ　～＝ｌｕ￣ｏ／２＝１．１　Ａ。二极管在　开关管导通时，被输出电容箝位，承受反相输出电　压，即　＝一４００　Ｖ；而二极管电流平均值，Ⅵ　可　用输出电流表示，则：，Ⅵ　＝　＝ＰＪＵｏ＝０．５　Ａ。　由于二极管反向恢复电流损耗的问题，使用　没有反向恢复电流的ＳｉＣ二极管代替Ｓｉ二极管．　能大大降低开关损耗。最后功率二极管和整流二　极管都选用Ｃ３Ｄ０６０６５Ａ．具有零反向恢复电流和　零正向恢复电压的优点。　３．１．３输出电容设计　输出电容除了耐压之外，还要考虑两个部分：　①电容值满足输出纹波的要求；②电容的等效串