双极化全向天线研究|江阴雨辰互联

2023年7月16日发(作者：)

Ｉ硕士学位论文Ｉ參双极化全向天线研宄作者姓名冯安迪指导教师姓名、职称郭景丽副教授３申请学位类别工学硕士

学校代码

分类号

10701

TN82

学号

密级公开

西安电子科技大学

硕士学位论文

双极化全向天线研究

作者姓名：冯安迪

一级学科：电子科学与技术

二级学科：电磁场与微波技术

学位类别：工学硕士

指导教师姓名、职称：郭景丽副教授

学院：电子工程学院

提交日期：2020年5月

Research on Dual-Polarized Omnidirectional

Antenna

A thesis submitted to

XIDIAN UNIVERSITY

in partial fulfillment of the requirements

for the degree of Master

in Electromagnetic Field and Microwave Technology

Feng Andi

Supervisor: Guo Jingli Title: Associate Professor

May 2020

西安电子科技大学学位论文独创性（或创新性）声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研宄工作及取得的研宄成果尽我所知除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外论文中不包含其他人己经发农或撰写过的研宄成聚也不仅含西为获得安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料与我同工作的同事对本研宄所做的任何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示了谢意学位论文若有不实之处本人承担切法律责任本人签名曰期‘ｉｔ西安电子科技大学关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定ｇ卩研宄生在校攻读学位期间论文工作的知识产权属于西安电子科技大学学校有权保留送交论文的复印件允许查阅借阅论文学校可以公布论文的全部或部分内容允许采用影印缩印或其它复制手段保存论文同时本人保证结合学位论文研宄成果完成的论文发明专利等成果署名单位为西安电子科技大学本人签名＞另奋油导师签名茗＾日期声“日期摘要

摘要

全向天线具有水平面360°全覆盖的优点，在无线局域网等领域中被广泛应用。双极化天线有提升信道容量、提高频谱利用率和对抗多径衰落等优点。论文对水平/垂直极化全向天线和双极化全向天线做了系统的研究，在传统缝隙天线的基础上进行小型化和多频设计，设计了三种全向天线。

首先，设计了两款基于三维辐射缝隙的双频水平极化全向天线。采用三维辐射缝隙的设计，降低垂直缝隙的高度，实现天线的小型化。采用阶梯型折叠贴片为三维缝隙馈电，实现双频谐振。分别通过将馈电结构偏离垂直方向的中心和增加寄生贴片的方式扩展了天线的工作带宽。改进后的寄生馈电天线与偏馈天线相比，高频交叉极化大大降低。两天线的尺寸均为30mm25mm10mm，测试结果表明两天线-10dB阻抗带宽分别为2.38-2.55GHz、4.7-6.1GHz和2.38-2.51GHz、4.8-5.9GHz，水平面不圆度小于6dB。

其次，设计了两款基于水平折叠缝隙的双频垂直极化全向天线。第一款封闭式天线由带有水平折叠缝隙的长方体金属腔和为该水平缝隙馈电的多枝节馈线组成。在此基础上，为方便加工，保留水平折叠缝隙所在的长方体的三个面，并简化了馈电枝节，形成开放式双频垂直极化天线。两天线尺寸均为30mm25mm10mm，测试结果表明两天线-10dB阻抗带宽分别为2.39-2.5GHz、5-5.85GHz和2.4-2.5GHz、4.8-6.3GHz，水平面不圆度小于6dB。

最后，在以上基础上设计了两款双频双极化全向天线，为改进后的开放式双频垂直极化全向天线分别与两款双频水平极化全向天线组合而成。两款双频双极化全向天线体积均为30mm50mm10mm，工作于WIFI双频段，工作频段内隔离度和水平面全向性表现良好。

关键词：三维缝隙，水平折叠缝隙，全向天线，双极化

I ABSTRACT

ABSTRACT

Omnidirectional antenna has been widely used in wireless local area networks and other

fields due to its feature of 360° full coverage on the horizontal plane. Dual-polarized

antenna has the advantages of increasing the channel capacity, improving the spectrum

utilization and resisting the multipath fading. In this thesis, horizontally/vertically polarized

omnidirectional antenna and dual-polarized omnidirectional antenna are studied

systematically. Based on the traditional slot antenna, three types of omnidirectional antennas

are proposed to achieve miniaturization and multiband.

Firstly, two kinds of dual-band horizontally polarized omnidirectional antennas based

on three-dimensional radiation slot are proposed. In order to realize the miniaturization of

the antenna, three-dimensional radiation slot is adopted to reduce the height of vertical slot.

A folded stepped patch is employed to feed the three-dimensional slot to realize dual-band

resonance. The working bandwidth of the antenna is extended by offsetting the feeding

structure from the center of vertical direction and adding parasitic patches, respectively.

Compared with the offset feeding antenna, the parasitic feeding antenna has much lower

cross polarization level in the high frequency band. The dimensions of both antennas are

30mm25mm10mm. Experimental results show that the -10 dB impedance bandwidths of

the two antennas are 2.38-2.55GHz, 4.7-6.1GHz and 2.38-2.51GHz, 4.8-5.9GHz,

respectively, and the gain variation on the horizontal plane is less than 6 dB.

Secondly, two kinds of dual-band vertically polarized omnidirectional antennas based

on horizontal folded slot are proposed. The first antenna consists of a rectangular metal

cavity with a horizontal folded slot and a multi-node feedline. On this basis, for the purpose

of easy fabricated, three sides of the rectangular where the horizontal folded slot is located

are reserved, and the feeding branch is simplified to form an open cavity dual-band vertical

polarized antenna. The dimensions of both antennas are

30mm25mm10mm .

Experimental results show that the -10 dB impedance bandwidths of the two antennas are

2.39-2.5GHz, 5-5.85GHz, and 2.4-2.5GHz, 4.8-6.3GHz, respectively, and the gain variation

on the horizontal plane is less than 6 dB.

Finally, two kinds of dual-band dual-polarized omnidirectional antennas are proposed

based on the antennas mentioned above. They are composed of the open cavity dual-band

vertically polarized omnidirectional antenna and two kinds of dual-band horizontally

polarized omnidirectional antennas. The two dual-band dual-polarized omnidirectional

III 西安电子科技大学硕士学位论文

antennas can cover the WIFI dual-band with the volume of

30mm50mm10mm . High

isolation and good omnidirectionality are observed in the operating bands.

Keywords: Three-dimensional slot, Horizontal folded slot, Omnidirectional antenna, Dual-polarized

IV 插图索引

插图索引

图1.1 文献[8]天线结构图 .......................................................................................... 3

图1.2 文献[11]宽带双极化全向天线 ......................................................................... 4

图1.3 文献[14]多频段双极化全向天线 .................................................................... 4

图1.4 Alford环天线 ................................................................................................. 5

图1.5 文献[21]双频水平极化全向天线 .................................................................... 6

图1.6 文献[23]宽带水平极化全向天线 .................................................................... 7

图1.7 文献[25]组合环天线 ........................................................................................ 7

图1.8 文献[32]缝隙双频水平极化全向天线 ............................................................ 8

图1.9 文献[35]小型化CBCSLA结构图 ................................................................... 9

图1.10 文献[39]平面双U型单极天线 ...................................................................... 9

图1.11 文献[40]双极化全向天线 ............................................................................. 10

图2.1 巴比涅原理图解说明 ..................................................................................... 15

图2.3 半波缝隙及其互补天线 ................................................................................. 17

图2.4 多模形式的多频天线 ..................................................................................... 21

图2.5 多枝节形式的多频天线 ................................................................................. 21

图2.6 无源加载实现宽带化的天线 ......................................................................... 22

图2.7 添加寄生单元实现宽带化的天线 ................................................................. 23

图3.1 开缝导体片到开缝圆柱面的进化 ................................................................. 26

图3.2 可视为环加载传输线的开缝圆柱导体面 ..................................................... 26

图3.3 三维辐射缝隙的设计流程 ............................................................................. 27

图3.4 天线A和天线B的仿真S参数 ................................................................... 27

图3.5 谐振点处的电流分布 ..................................................................................... 28

图3.6 天线A和天线B在水平面的仿真二维方向图 ............................................ 28

图3.7 天线C的电流分布及三维方向图 ................................................................ 29

图3.8 天线B、C、D的仿真S参数 ....................................................................... 30

图3.9 天线D电流分布 ............................................................................................ 30

图3.10 天线D在水平面的仿真二维方向图 .......................................................... 30

图3.11 偏置馈电的双频水平极化全向天线结构图 ............................................... 31

图3.12 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线结构图 ....................................... 32

图3.13 偏馈双频水平极化全向天线仿真S参数 ................................................... 33

图3.14 偏馈双频水平极化全向天线仿真二维方向图 ........................................... 34

V 西安电子科技大学硕士学位论文

图3.15 偏馈双频水平极化全向天线仿真三维方向图 ........................................... 35

图3.16 偏馈双频水平极化全向天线增益仿真结果 ............................................... 35

图3.17 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线仿真S参数 ............................... 36

图3.18 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线仿真二维方向图 ....................... 37

图3.19 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线仿真三维方向图 ....................... 37

图3.20 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线增益仿真结果 ........................... 38

图3.21 偏馈天线电流分布 ....................................................................................... 38

图3.22 梯形缝隙的长度l2对S参数的影响 ........................................................... 39

图3.23 馈电贴片宽度h3对S参数的影响 ............................................................... 39

图3.25 不同馈电位置高度对应5.5GHz水平面方向图 ........................................ 40

图3.26 寄生贴片馈电天线电流分布 ....................................................................... 40

图3.27 梯形缝隙的长度l2对于天线阻抗匹配的影响 ........................................... 41

图3.28 馈电片宽度h3对于天线阻抗匹配的影响 ................................................... 42

图3.29 馈电片长度l5对于天线阻抗匹配的影响 ................................................... 42

图3.30 馈电片间的距离h4对于天线阻抗匹配的影响 ........................................... 42

图3.31 仿真阻抗曲线图 ........................................................................................... 43

图3.32 水平极化全向天线实物 ............................................................................... 44

图3.33 偏馈双频水平极化全向天线S参数仿真与测试结果 ............................... 44

图3.34 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线S参数仿真与测试结果 ........... 44

图3.35 偏馈双频水平极化全向天线方向图仿真与测试结果 ............................... 45

图3.36 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线方向图仿真与测试结果 ........... 46

图3.37 偏馈双频水平极化全向天线峰值增益仿真与测试结果 ........................... 46

图3.38 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线峰值增益仿真与测试结果 ....... 47

图4.1 水平放置的弯折偶极子 ................................................................................. 50

图4.2 封闭式双频垂直极化全向天线结构图 ......................................................... 50

图4.3 开放式双频垂直极化全向天线结构图 ......................................................... 51

图4.4 封闭式双频垂直极化全向天线仿真S参数 ................................................. 52

图4.5 封闭式双频垂直极化全向天线仿真三维方向图 ......................................... 53

图4.6 封闭式双频垂直极化全向天线仿真二维方向图 ......................................... 54

图4.7 封闭式双频垂直极化全向天线增益仿真结果 ............................................. 54

图4.8 开放式双频垂直极化全向天线仿真S参数 ................................................. 55

图4.9 开放式双频垂直极化全向天线仿真三维方向图 ......................................... 55

图4.10 开放式双频垂直极化全向天线仿真二维方向图 ....................................... 56

图4.11 开放式双频垂直极化全向天线增益仿真结果 ........................................... 56

VI 插图索引

图4.12 封闭式天线电流分布 ................................................................................... 57

图4.13 封闭式天线双频实现原理 ........................................................................... 57

图4.14 封闭式天线在水平折叠缝隙上的磁场分布 ............................................... 58

图4.15 水平缝隙长度l2对S参数的影响 ............................................................... 59

图4.16 背腔长度l1对S参数的影响 ....................................................................... 59

图4.17 馈电枝节长度对S参数的影响 ................................................................... 60

图4.18 长方体金属腔右侧面电流幅值分布 ........................................................... 61

图4.19 开放式天线电流分布 ................................................................................... 61

图4.20 开放式天线在水平折叠缝隙上的磁场分布 ............................................... 62

图4.21 影响天线阻抗匹配的关键参数仿真 ........................................................... 63

图4.22 垂直极化全向天线实物 ............................................................................... 64

图4.23 封闭式双频垂直极化全向天线S参数仿真与测试结果 ........................... 65

图4.24 开放式双频垂直极化全向天线S参数仿真与测试结果 ........................... 65

图4.25 封闭式双频垂直极化全向天线方向图仿真与测试结果 ........................... 66

图4.26 开放式双频垂直极化全向天线方向图仿真与测试结果 ........................... 67

图4.27 封闭式双频垂直极化全向天线峰值增益仿真与测试结果 ....................... 67

图4.28 开放式双频垂直极化全向天线峰值增益仿真与测试结果 ....................... 67

图5.1 本文设计的水平/垂直极化天线结构 ............................................................ 70

图5.2 偏馈双频双极化全向天线结构图 ................................................................. 71

图5.3 寄生贴片馈电的双频双极化全向天线结构图 ............................................. 72

图5.4 偏馈双频双极化全向天线仿真S参数 ......................................................... 73

图5.5 激励水平极化端口时的仿真二维方向图 ..................................................... 74

图5.6 激励垂直极化端口时的仿真二维方向图 ..................................................... 74

图5.7 偏馈双极化天线组合前后水平/垂直极化单元增益变化 ............................ 75

图5.8 寄生贴片馈电双频双极化全向天线仿真S参数 ......................................... 75

图5.9 激励水平极化端口时的仿真二维方向图 ..................................................... 76

图5.10 激励垂直极化端口时的仿真二维方向图 ................................................... 76

图5.11 寄生贴片馈电的双极化天线组合前后水平/垂直极化单元增益变化 ...... 77

图5.12 激励水平极化端口时的电流分布 ............................................................... 78

图5.13 激励垂直极化端口时的电流分布 ............................................................... 78

图5.14 双极化全向天线实物 ................................................................................... 79

图5.15 测试环境 ....................................................................................................... 79

图5.16 偏馈双极化天线S参数仿真与测试结果 ................................................... 80

图5.17 寄生馈电双极化天线S参数仿真与测试结果 ........................................... 80

VII 西安电子科技大学硕士学位论文

图5.18 偏馈双极化天线方向图仿真与测试结果（激励水平极化端口） ........... 81

图5.19 偏馈双极化天线方向图仿真与测试结果（激励垂直极化端口） ........... 81

图5.20 寄生馈电双极化天线方向图仿真与测试结果（激励水平极化端口） ... 82

图5.21 寄生馈电双极化天线方向图仿真与测试结果（激励垂直极化端口） ... 82

图5.22 偏馈双极化天线峰值增益仿真与测试结果 ............................................... 83

图5.23 寄生馈电双极化天线峰值增益仿真与测试结果 ....................................... 83

VIII 表格索引

表格索引

表3.1 偏置馈电的双频水平极化全向天线具体参数 ............................................. 32

表3.2 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线具体参数 ..................................... 33

表3.3 水平极化全向天线文献对比 ......................................................................... 47

表4.1 封闭式双频垂直极化全向天线具体参数 ..................................................... 51

表4.2 开放式双频垂直极化全向天线具体参数 ..................................................... 52

表4.3 垂直极化全向天线文献对比 ......................................................................... 68

表5.1双极化全向天线文献对比 .............................................................................. 84

IX 符号对照表

符号对照表

符号符号名称

 介电常数

 磁导率









VSWR

空间波长

频率

反射系数

回波损耗

辐射强度

辐射功率

增益

方向性系数

效率

工作带宽

电场

磁场

体电荷密度

电流

体电流密度

理想馈源

波数

球体最小半径光速

品质因数

驻波比

口径有效面积

缩略语对照表

缩略语英文全称中文对照

WLAN Wireless Local Area Networks 无线局域网

WIFI Wireless Fidelity 基于IEEE 802.11b标准的无线局域网

ODPA

MIMO

PCB

CBCSLA

WiMAX

EBG

CPE

Omnidirectional Dual Polarized Antenna

Horizontally Polarized

Vertically Polarized

Multiple Input Multiple Output

Printed Circuit Board

Cavity-Backed Composite Slot Loop Antenna

World Interoperability for Microwave Access

Electromagnetic Band Gap

Customer Premise Equipment

XIII

双极化全向天线

水平极化

垂直极化

多输入多输出

印制电路板

背腔组合缝隙环天线

全球微波接入互操作性

电磁带隙结构

客户前置设备

摘要 ........................................................................................................................................ I

ABSTRACT ........................................................................................................................ III

插图索引 .............................................................................................................................. V

表格索引 ............................................................................................................................. IX

符号对照表 ......................................................................................................................... XI

缩略语对照表 .................................................................................................................. XIII

目录 ................................................................................................................................... XV

第一章绪论 ......................................................................................................................... 1

1.1 选题背景 ................................................................................................................. 1

1.2 研究现状 ................................................................................................................. 2

1.2.1 双极化全向天线研究现状 ....................................................................... 2

1.2.2 水平极化全向天线研究现状 ................................................................... 5

1.2.3 垂直极化全向天线研究现状 ................................................................... 8

1.3 本文主要工作及内容安排 ................................................................................... 10

第二章相关理论 ............................................................................................................... 13

2.1 引言 ....................................................................................................................... 13

2.2 天线基本参数 ....................................................................................................... 13

2.3 缝隙天线的相关理论 ........................................................................................... 14

2.3.1 对偶原理 ................................................................................................. 14

2.3.2 巴比涅原理 ............................................................................................. 15

2.3.3 半波缝隙天线 ......................................................................................... 17

2.4 天线设计常用技术 ............................................................................................... 18

2.4.1 小型化技术 ............................................................................................. 18

2.4.2 多频化技术 ............................................................................................. 20

2.4.3 宽带化技术 ............................................................................................. 22

2.5 本章小结 ............................................................................................................... 23

第三章基于三维缝隙的双频水平极化全向天线设计 ................................................... 25

3.1 引言 ....................................................................................................................... 25

3.2 天线设计 ............................................................................................................... 25

3.2.1 小型化三维辐射缝隙及双频谐振 ......................................................... 25

3.2.2 偏置馈电的双频水平极化全向天线 ..................................................... 31

XV 西安电子科技大学硕士学位论文

3.2.3 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线 ............................................. 32

3.3 仿真结果 .............................................................................................................. 33

3.3.1 偏馈双频水平极化全向天线 ................................................................. 33

3.3.2 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线 ............................................. 35

3.4 天线工作原理及参数分析 .................................................................................. 38

3.4.1 偏馈双频水平极化全向天线原理分析 ................................................. 38

3.4.2 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线原理分析 ............................. 40

3.5 天线加工及测试 .................................................................................................. 43

3.6 本章小结 .............................................................................................................. 47

第四章基于水平折叠缝隙的双频垂直极化全向天线设计 ........................................... 49

4.1 引言 ...................................................................................................................... 49

4.2 天线设计 .............................................................................................................. 49

4.2.1 封闭式双频垂直极化全向天线 ............................................................. 50

4.2.2 开放式双频垂直极化全向天线 ............................................................. 51

4.3 仿真结果 .............................................................................................................. 52

4.3.1 封闭式双频垂直极化全向天线 ............................................................. 52

4.3.2 开放式双频垂直极化全向天线 ............................................................. 54

4.4 天线工作原理及参数分析 .................................................................................. 57

4.4.1 封闭式双频垂直极化全向天线原理分析 ............................................. 57

4.4.2 开放式双频垂直极化全向天线原理分析 ............................................. 61

4.5 天线加工及测试 .................................................................................................. 64

4.6 本章小结 .............................................................................................................. 68

第五章双频双极化全向天线设计 ................................................................................... 69

5.1 引言 ...................................................................................................................... 69

5.2 天线设计 .............................................................................................................. 69

5.2.1 偏馈双频双极化全向天线 ..................................................................... 70

5.2.2 寄生贴片馈电双频双极化全向天线 ..................................................... 71

5.3 仿真结果 .............................................................................................................. 72

5.3.1 偏馈双频双极化全向天线 ..................................................................... 73

5.3.2 寄生贴片馈电双频双极化全向天线 ..................................................... 75

5.4 原理分析 .............................................................................................................. 78

5.5 天线加工及测试 .................................................................................................. 78

5.6 本章小结 .............................................................................................................. 84

第六章总结与展望 ........................................................................................................... 85

XVI 目录

参考文献 ............................................................................................................................. 87

致谢 ..................................................................................................................................... 93

作者简介 ............................................................................................................................. 95

XVII 第一章绪论

第一章绪论

1.1 选题背景

天线是一种用于发射和接收电磁波的无线电设备，它在通信系统中发挥着举足轻重的作用，可以说如果没有天线，也就不会有无线电通信的发展。最早被大众所熟知的实用天线是由马可尼在1901年为实现远洋通信设计的一款发射天线，具体的结构为，50根铜导线被设计成从48m高的横挂线斜拉下来，它被认为是第一副实用的单极天线。此后从简单的线状天线，到如今应用于各种复杂场景，天线的发展历程基本上能够被划分为五个阶段。线天线阶段为第一阶段，当时天线的工作频率还限于长波频段。第二阶段为面天线阶段，这一阶段涌现出透镜天线、喇叭天线等多种多样的天线形式，这些天线具有窄波束和高增益特性。随着射电天文的发展，在第三阶段建设了很多大型抛物面天线。第四阶段是洲际导弹和人造卫星蓬勃发展的时期，对天线的要求更为严格，这一阶段天线技术神速发展。加上电子计算机和微电子技术等的支持，天线理论也有了新的突破。第五阶段为上世纪70年代至今，无线通信技术的不断进步带来了巨大的影响，通信频段开始涉及毫米波、亚毫米波甚至光波频段。为了顺应这些发展，许多毫米波天线及阵列天线在这一阶段被广泛提出。如今天线的发展已经较为成熟，天线朝着多频段、多制式、小型化等方向发展。不同的应用环境，需要不同性能的天线。

这些年来，在局域网领域中发展最蓬勃的非无线局域网（WLAN，Wireless Local

Area Networks）莫属。在WLAN被发明之前，人们通过使用物理线缆构建一个通路来实现网络互连和通信。但是有线网络的局限性很强，不管是组建、安装还是重建都很困难，成本非常高，而且由于线缆的限制，人们只能在规定的区域上网，这对办公或者娱乐都非常的不方便。因此利用无线技术传输数据的WLAN便应运而生。它能够弥补传统布线网络的不足，方便人们联网，使随时随地的获取信息成为现实，将大家从电脑桌前解放出来，来达到网络延伸的目的。而且还可以迅速接纳新成员，方便布置且不需要布线打孔。传输速率从最初的2Mbps到今天的600Mbps，WLAN发展到现在，有许多对应的接入规范[1-4]。从1997年6月到现在，从第一个WLAN标准开始，已经形成了IEEE802.11a/g/b/n/ac等众多标准。目前最常用的WLAN接入标准为IEEE802.11n（第四代）和802.11ac（第五代），它们既可以工作在2.4GHz频段，又可以工作在5GHz频段，传输速率理论值为600Mbps。

WIFI是一种无线联网技术，可以简单理解为无线上网，全称为Wireless Fidelity，它是以IEEE802.11系列标准为基础发展而来的。WIFI技术在生活中最容易见到的应1 西安电子科技大学硕士学位论文

用就是无线路由器。只要在路由器的信号范围里，就能采用WIFI方式上网。WIFI技术可以使无线终端设备例如电脑、手机等，以无线的方式相互联结。WIFI技术适用于短距离传输，同蓝牙技术一样，它们的范围可以覆盖办公室或者家庭等较小的空间。

根据天线在远场辐射的方向图的形状的不同，天线被分为两类：定向天线与全向天线。定向天线的方向图无论在哪个平面都不是360°覆盖，它只朝某个特定方向辐射，一般来说覆盖角度越小，辐射距离就越远。全向天线，顾名思义是指水平面（=90）的远场方向图近似为圆形的天线。一般来说全向天线在全向平面上均匀辐射，不同角度的增益值大小相同。增益越大的全向天线，在水平方向上覆盖的范围也就越大。当全向天线作为发射天线时，它所辐射的信号可以被水平面内任何一个方向的有着相同极化方式的接收天线所接收；当作为接收天线时，它能够接收来自水平面内任意方向的极化方式相同的信号。根据极化方式的不同，可以将全向天线分为水平极化全向天线、垂直极化全向天线、双极化全向天线和圆极化全向天线等。由于全向天线能够覆盖全部水平方向且电磁波会被各种建筑和树木所阻挡，因此通常将全向天线安装在开阔区域的中央位置或者高大建筑物的楼顶上，以便于信号的覆盖，与其他通信装置构成点对多点的通信系统。

由于全向天线在方位平面上具有360°全覆盖的优点。在无线局域网（WLAN）[5]、基站[6]和便携式设备[7]等众多无线通信系统中，都需要全向辐射特性。综上所述，在移动通信系统中，双频/多频段双极化全向天线有着广泛的应用前景和重要的研究意义。

1.2 研究现状

1.2.1 双极化全向天线研究现状

双极化天线能够收发两种极化形式的电磁波，通常为水平极化和垂直极化，因此能够提升信道容量。为了设计具有全向辐射方向图的双极化天线，人们进行了大量的研究。在全向双极化天线（ODPA）设计中，选择合适的垂直极化（VP）和水平极化（HP）的辐射单元是非常重要的。常见的双极化全向天线是将两个分别具有水平极化全向特性和垂直极化全向特性的天线组合到一起而实现的。使用怎样的组合方式不会使单个天线的工作性能恶化，并且使整体的体积尽量紧凑，是双极化天线设计的难点。

文献[8-10]通过将垂直缝隙与水平缝隙相结合从而辐射双极化全向方向图。文献[8]中通过把垂直/水平缝隙蚀刻到长方体柱的四个面上，在一个紧凑的结构内实现双极化全向辐射，并且获得了较高的端口隔离度，但是工作频段很窄。文献[9]中将工作频段一致的双频水平极化全向天线和双频垂直极化全向天线背对背放在一起，由于两2 第一章绪论

天线的缝隙正交，因此两端口的隔离比较好。

文献[8]提出了一种应用于WLAN的紧凑型高隔离度双极化全向MIMO天线，结构如图1.1所示，金属柱状长方体由中央的FR4基板（r4.4,tan0.01）支撑，垂直缝隙位于侧面的中心，使用一条50Ω开路微带线进行电容耦合馈电；折叠水平缝隙位于长方体的中间，由一条50Ω开路微带线馈电。对该天线1端口馈电，此时天线能够辐射垂直极化波；当对2端口馈电，天线则辐射水平极化波。两个缝隙的工作原理不同：对于垂直极化，水平缝隙分布在长方体四个侧壁上，以提供垂直极化的全向方向图。水平缝隙的长度约为谐振波长的一半，即工作在半波长模式。该模式的阻抗通过调整馈电微带线的长度来匹配。对于水平极化，从正面辐射的电场可以沿着细长柱状长方体的侧壁向背面蔓延。折叠的侧壁可以看作是垂直缝隙的开放式背腔。尽管垂直缝隙的长度几乎是2.4GHz的一个波长，但由于背腔和电容耦合的作用，垂直缝隙的电流在所需频带中仍是半波长模式。测量结果表明双极化的-10dB回波损耗所覆盖的带宽为2.4-2.48GHz，端口隔离度大于33.5dB。天线尺寸为831111mm3（0.664L0.088L0.088L，L表示工作频段最低频率对应的波长）。

图1.1 文献[8]天线结构图

文献[11]中，通过正交放置的偶极子，实现了一种宽频带的双极化全向天线。如图1.2所示，四对偶极子均匀地印在FR4介质圆柱周围，用于全向辐射，其中一对偶极子包括一个垂直极化偶极子和一个水平极化偶极子。这是第一个组合偶极子阵列的双极化天线。此外，利用间距为5mm、旋转角度为45°的两个宽带馈电网络分别激励垂直偶极子和水平偶极子，实现了30%的相对带宽和两个极化端口间较好的隔离。在水平面上，垂直极化方向图的不圆度小于0.5dB，水平极化方向图的不圆度则小于1.5dB。垂直极化辐射单元为半波偶极子，这就导致该天线的高度较高，约为0.57个波长。

3 西安电子科技大学硕士学位论文

(c)

(a)(b)(a)天线结构 (b)垂直和水平偶极子 (c)馈电网络图1.2 文献[11]宽带双极化全向天线

偶极子天线是设计单极化天线的常用天线。双锥天线和盘锥天线是广泛应用于垂直全向的两种天线形式，通过与偶极子天线相结合，实现了多频带和宽频带的双极化全向天线[12-16]。

文献[14]提出了一种用于室内无线通信系统的新型多频段双极化全向分布式天线，如图1.3所示，该天线的双极化是通过将垂直极化单元和水平极化单元堆叠在一起所实现的。垂直极化元件由三个辐射贴片组成，这些辐射贴片具有盘状的外形，可显著降低天线的制造成本。水平极化的实现则是由分别固定在垂直极化元件顶部和底部的两个圆形元件来完成的。这两个偶极子阵列元件通过双工器组合。为了实现紧凑的结构，水平极化元件与圆形贴片一起用作垂直极化元件的接地平面。水平极化元件1由三路功率分配器和三个同心排列的带有寄生条带的偶极子组成。为了在水平面上提供全向辐射图，三路功率分配器以相同幅度和相位的信号激励偶极子。印刷在基板边缘的三个寄生条带用以补偿天线的电抗，从而提高带宽。

(a)水平极化部分 (b)垂直极化部分

图1.3 文献[14]多频段双极化全向天线

(a)(b) 第一章绪论

结果表明，水平极化-10dB阻抗带宽覆盖频段范围为0.69–1.03GHz和1.69–3.21GHz，垂直极化-10dB阻抗带宽能够覆盖的频段范围为0.77-0.98GHz和1.70–3.75GHz。该天线在整个工作频带内获得了良好的端口隔离、较低的交叉极化电平以及在方位角平面上水平极化和垂直极化的全向辐射方向图，这表明该天线可广泛用于室内MIMO通信系统。

1.2.2 水平极化全向天线研究现状

为了增加系统容量，水平极化全向天线是必不可少的补充[17]。根据磁偶极子理论，设计水平极化全向天线的一般方法是构造一个电流分布均匀的小环形天线。众所周知，由于小环天线具有较小的辐射电阻和很高的电抗，因此想要使其匹配难度很大[18]。大直径环形天线具有合理的阻抗性能。然而，要保证大环上电流分布的均匀性，使水平面上的增益变化很小是困难的。此外，环形天线的大直径会使其主辐射方向偏离水平面。环天线的全向特性依靠在水平面上形成幅度相等且相位相同的环形电流得到，主要包括Alford环天线[19-23]和组合环天线[24-31]。

线结构的Alford环天线在文献[19]中被首次提出，它能够实现全向水平极化，如图1.4(a)所示。Alford环天线在端点(K,K’)处馈电，由于其结构对称，导体1、2、3、4上的电流分布具有相同的大小和180°相位差。此外，由于BB’、DD’和AC的导体非常接近，电流流向相反，电流产生的辐射会相互抵消。因此，在Alford环天线导体1、2、3和4上的电流形成一个方环型电流分布，可以实现水平极化的全向方向图。

(a) 文献[19]线结构Alford环

(b) 文献[20]印刷Alford环

图1.4 Alford环天线

文献[20]在基本的Alford环形结构基础上提出了一种馈电更加方便的印刷Alford环天线，如图1.4(b)所示，天线由印刷电路板（PCB）的上、下平面印刷的两条“Z”形条带组成，并对其在中心位置进行馈电。由于该结构具有对称性，在两条带上的电流5 西安电子科技大学硕士学位论文

分布会呈现出相同的大小和180°相位差。天线在每个“Z”形条带两臂上的电流形成一个方环型的电流分布。这种环形电流分布将辐射水平极化场，并有望实现全向辐射。

图1.5 文献[21]双频水平极化全向天线

文献[21]提出了一种新型Alford环，结构如图1.5所示，它在印刷Alford环的基础上引入新的小电流环，这样就能够使电流呈环形分布，且在两个结构上等幅同相，在产生水平全向辐射的同时，实现双频谐振。在这种环形结构的基础上引入够多的小电流环，就可以实现多频化水平极化全向天线[22]。该类天线具有以下优点：首先天线印刷在介质板上，结构简单、便于加工；其次天线馈电方式容易实现；最后天线全向性能好。但是这类天线的缺点也很明显，工作带宽较窄，且水平面尺寸较大。为了改善此类天线带宽较窄的问题，文献[23]提出了一种基于Alford环的新型宽带水平极化全向天线，结构如图1.6所示。四个旗形的辐射贴片分支以顺时针方向印刷在基板上表面，并连接到四条锥形带状线，这些带状线的末端连接到位于基板中心的小圆形导电片上；每个辐射贴片上都刻有凹槽，用来产生两个彼此接近的谐振点。在基板的上6 第一章绪论

表面还印刷了四条寄生条带，以抑制天线的电抗从而增强天线带宽。在基板下表面，辐射贴片的印刷方式与上表面相同，只是锥形带状线在中心与一个大的圆形贴片相连。该天线能够实现1.76-2.68GHz（相对带宽41%）频段覆盖。

图1.6 文献[23]宽带水平极化全向天线

引向器偶极子单元寄生条带(a)(a)天线结构图 (b)1分(b)12馈电网络

图1.7 文献[25]组合环天线

组合环天线的具体形式是将多个天线单元排列成环形，通过馈电网络等馈电方式，使环上的电流整体等幅同相，最终实现水平全向[24-31]。文献[25]中设计了一款基于紧耦合偶极子阵列的水平极化全向天线，结构如图1.7所示。该天线由12个弧形偶极子、一个宽带1分12馈电网络、两排寄生弧形条带和一排引向器元件组成。12个弧形偶极子呈环形分布，边缘重叠以实现强互耦，用馈电网络对它们进行等幅同相馈电，使其形成一个圆环形电流，以此来得到全向特性。作为阻抗匹配层，两排寄生弧形条带被径向地放置在这些偶极子周围。由于强烈的互耦和阻抗匹配层的存在，该天线有着相对带宽约为70.2%的工作带宽。另外，利用一排引向器元件来增强水平面中的辐射。由于结构的对称性，使得该天线的全向性能良好。

7 西安电子科技大学硕士学位论文

(a) (b)(b)(a)立体图俯视图

图1.8 文献[32]缝隙双频水平极化全向天线

位于无限大理想金属平面上的半波长垂直缝隙与半波长偶极子互为对称结构。由巴比涅原理及对偶原理可知，它们会产生形状相同但极化方式不同的方向图。并且由天线原理，已知半波偶极子辐射垂直极化波，那么与之对称的半波缝隙会辐射水平极化波。文献[32]提出了一种基于半波缝隙的双频水平极化全向天线，结构如图1.8所示，天线由一个带有垂直缝隙的金属腔和一个位于金属腔内部的为金属腔馈电的带有U形缝隙的矩形贴片组成，该贴片弯折成四分之一椭圆的形状。天线的馈电方式非常简单，使用50Ω同轴线直接馈电，内芯与弯曲的馈电贴片相连，外皮则焊接在金属腔上。由于耦合馈电和背腔的作用，天线具有双频特性，其中在低频处为半波长谐振模式；U形缝隙的作用是扩展高频带宽，具体原理为通过调整缝隙长度，可以在5.8GHz产生一个额外的谐振点。该天线不含介质，主体结构全部是金属，尺寸为74mm27mm19.2mm（0.58L0.21L0.15L）。该天线在低频工作于2.37-2.59GHz，中心谐振点处的辐射方向图在水平面（xoy面）的不圆度为5dB；在高频工作于4.85-6.02GHz，中心谐振点处的水平面不圆度为10dB。该天线具有结构简单、便于加工等优点，但是尺寸较大，且在水平面的全向特性一般。

1.2.3 垂直极化全向天线研究现状

由电磁场和天线理论可知，偶极子为结构最简单、最容易实现的垂直极化全向天线，但是由于工作在半波长模式，因此它们具有较大的尺寸，且工作频段很窄。随着天线技术的发展，对垂直极化全向天线的需求也逐渐增多。通过不断地改进，现在常见的天线类型主要包括双锥天线[33-34]、低剖面磁流环天线[35-36]、平面单极子天线[37-39]等，这些天线在得到垂直极化全向特性的同时，还能够实现宽频带、高增益等。

文献[35]提出了一种小型化背腔组合缝隙环天线（CBCSLA），结构如图1.9所示，该天线能够在很低的剖面内（小于/100）辐射垂直极化全向波。天线的几何结构是8 第一章绪论

从位于金属地面上的缝隙所形成的小磁环中得到启发的。通过改变谐振缝隙的几何结构，使天线的横向尺寸明显减小。该天线的辐射是由流动在金属腔壁上的强电流引起的，其辐射原理类似于偶极子天线。结果表明，该小型化背腔组合缝隙环天线虽然横向尺寸小、高度低，但具有输入阻抗匹配好、辐射方向均匀、交叉极化电平低等特点，增益达到了预期值。

图1.9 文献[35]小型化CBCSLA结构图

文献[39]提出了一种紧凑型平面双U型单极天线，结构如图1.10所示，该天线通过使用两个U型单极条带，能够在2.6/3.5/5.5GHz激发多个谐振，以满足WiMAX系统的要求。在三个工作频带内，天线获得的阻抗带宽分别可以达到约220/1660/1480MHz，测得的峰值增益和辐射效率分别约为3.5/4.1/5.5dBi和68%/66%/95%。天线尺寸仅为25300.8mm3，并且在水平面上具有几乎全向的方向图。

(b)

(a) (b)加工实物(a)天线结构图1.10 文献[39]平面双U型单极天线

文献[40]提出一种多频垂直极化全向天线，结构如图1.11所示，该天线包括一个带有两个水平折叠缝隙的矩形金属背腔和金属馈线。两个水平折叠缝隙由厚度为0.3mm的金属馈线激励，该馈线由有两个不同长度分支的Y形贴片、一个L形贴片9 西安电子科技大学硕士学位论文

和三个不同尺寸的矩形贴片组成。842MHz的低频谐振是由较长的缝隙1引起的，1437MHz的中频谐振是由较短的缝隙2引起的。由于馈线耦合到两个折叠缝隙，实现了2425MHz的高频段覆盖。仿真和测试结果表明该天线的工作频段为837–848MHz，1425–1469MHz和2270–2441MHz，在每个频段的中心谐振点处水平面方向图的不圆度分别为3dB，10dB和10dB。

(a)(b)

(a)天线结构 (b)馈电线结构图1.11 文献[40]双极化全向天线

1.3 本文主要工作及内容安排

本文以无线局域网的发展为背景，基于天线原理和电磁场理论，将理论与仿真实验相结合，研究了三种极化方式的全向天线。全文内容可以划分为五个章节，以下为每章内容的具体安排：

第一章是绪论。首先介绍了天线的演进史，简单介绍了无线局域网的发展，并且阐述了全向天线的含义、分类、特点及其作用，然后得出了研究双极化全向天线的重要性及意义。接着重点介绍了国内外对单/双极化全向天线的研究现状，对比较经典的天线形式进行了详细的论述和分析，研究重点在于其是如何实现全向辐射的，并总结它们的性能和优缺点。最后介绍本论文的结构及工作安排。

第二章是相关理论。首先介绍了天线的部分基本参数。接下来介绍了缝隙天线的相关理论，包括对偶原理、巴比涅原理及半波缝隙天线。最后介绍了天线设计的常用技术，其中小型化技术首先介绍了天线小型化、宽带化和高增益的矛盾，然后介绍了采用高介电常数基板技术、表面曲流技术、加载技术、电磁带隙结构；多频化技术中介绍了多模法、多枝节法、开槽法、多贴片层叠法、可重构技术；宽频化技术中介绍了无源加载技术、添加寄生单元、耦合馈电，从而为本文后续的天线设计和理论分析10 第一章绪论

提供了理论支撑。

第三章设计了两款基于三维辐射缝隙的馈电结构不同的双频水平极化全向天线。两天线尺寸均为30mm25mm10mm，结构相似，均由两部分组成：一个带有三维辐射缝隙的长方体金属盒子，和激励该三维缝隙的馈电部分。第一款天线使用偏离天线垂直方向中心线的阶梯型弯折金属贴片为三维辐射缝隙馈电，从而提高匹配，扩展高频阻抗带宽；而第二款天线则使用位于直接馈电片旁的寄生贴片来实现高频的匹配。详细介绍了三维缝隙的设计过程和辐射原理，对两种馈电结构的匹配原理进行了具体的分析。最后对两天线进行了加工和实测，测试和仿真结果相比有较好的一致性。偏馈双频水平极化全向天线的工作频段为2.38-2.55GHz和4.7-6.1GHz；寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线的工作频段为2.38-2.51GHz和4.8-5.9GHz。两天线均能覆盖WIFI双频段，且在工作带宽内表现出良好的全向辐射特性。

第四章设计了两款基于水平折叠缝隙的双频垂直极化全向天线。第一款封闭式双频垂直极化全向天线由一个带有水平折叠缝隙的金属盒子和一个为该缝隙馈电的多枝节金属贴片组成。分析了水平折叠缝隙能够实现垂直极化全向辐射的原理，并对影响天线性能的重要参数进行了分析。在此基础上进行改进得到了开放式双频垂直极化全向天线，它只保留了水平折叠缝隙所在的三个面，且简化了多枝节馈电金属片的结构。通过仿真和测试发现改进后的天线在结构更加简单的基础上性能并没有恶化。测试结果表明两天线的-10dB阻抗带宽分别为2.39-2.5GHz、5-5.85GHz和2.4-2.5GHz、4.8-6.3GHz，全向性好。

第五章通过将第三、四章设计的两种单极化天线组合在一起，实现双频双极化全向天线。对两款双极化天线进行了加工测试，偏馈双频双极化全向天线的隔离度大于35dB，寄生贴片馈电的双频双极化全向天线的隔离度大于40dB，通过电流分布解释了天线隔离度高的原因。两款天线的尺寸均为30mm50mm10mm，结构紧凑，全向性好，适用于紧凑WIFI设备。

最后是本论文的总结与展望部分，对本文的研究工作和创新性进行了总结，并提出了后续研究有待改进的地方。

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12 第二章相关理论

第二章相关理论

2.1 引言

天线作为收发电磁波的装置，可以实现能量转换和信息的传递。我们在设计天线时，主要关注的是天线在空间内产生的电磁波分布，和由此确定的天线特性。

2.2 天线基本参数

1. 极化

最大辐射方向上电场分量在不同时刻的矢端轨迹称为天线的极化。根据矢端轨迹的不同形状分为线极化、圆极化和椭圆极化。本论文研究的是线极化天线，根据电场分量和地面的位置关系，线极化可进一步分为水平极化和垂直极化。

2. 回波损耗

天线通过馈线与信号源相连，入射波a传向天线，当二者不匹配时，未被天线吸收的部分能量反射回去形成反射波b。反射系数定义为反射波和入射波的比值，即

(2-1)

=

回波损耗RL指的是反射系数绝对值的对数，用分贝来表示，即

RL20log10

(2-2)

3. 辐射方向图

天线的辐射方向图将场强等辐射参量在不同方位的具体分布用图形表示。辐射方向图通常在远区场测定。三维方向图能够形象表示天线各个角度的特征，但是不容易绘制。因此工程上用两个正交平面的平面方向图进行描述，一般为E面和H面。

4. 天线增益

增益可以定量表述天线朝特定方向聚集辐射和转换电磁能量的能力。天线增益定义为在输入功率大小相等的前提下，最大辐射方向上某个位置的辐射强度UM与理想点源在同一位置的辐射强度PA4的比值，即

13 西安电子科技大学硕士学位论文

G4UMDA

(2-3)

式中D为方向系数，A为效率。

5. 工作带宽

工作带宽为天线保持各项性能良好满足工作要求的频率范围。实际应用中，一般用相对带宽表示，它指的是天线正常工作时，上下限频率的差和中心频率的比值，即

BW2fHfL100

fHfL

(2-4)

6. 不圆度

不圆度是衡量全向天线全向性能的参数。不圆度的定义为天线近似圆形的全向方位平面上最大增益方向与最小增益方向的增益差值。不圆度越小，全向性越好，信号覆盖范围越广。

2.3 缝隙天线的相关理论

2.3.1 对偶原理

又被称作二重性原理。引入磁荷m和磁流im，电和磁就会形成对应关系，频域麦克斯韦方程组可以写成如下形式：

HJejEEJjHm

BmDe

(2-5)

式中m表示磁量，e表示电量。

由线性媒质的叠加原理可知，电和磁共同作用形成的场E和H可分解为电流、电荷形成的场Ee和He，以及磁流、磁荷形成的场Em和Hm，即

EEeEm

HHHem

(2-6)

它们分别满足麦克斯韦方程：

14 第二章相关理论

HeJejEeEjHee

B0eDee

(2-7)

和

HmjEmEJjHmmm

BmmDm0

(2-8)

比较公式2-7和2-8，可以发现两组方程完全对称，说明电和磁分别独立作用形成的场在形式上对偶，且可得到以下对偶量：

EeHeJeJm



HmEm这说明，电和磁分别作用得到的两组场方程可以根据对偶关系互相代换。场方程对称，因此方程的解的形式也必定一样。

2.3.2 巴比涅原理

巴比涅原理原本是光学中的原理，之后被用来阐述互补屏的电磁场问题，如图2.1所示。

图2.1 巴比涅原理图解说明

15 西安电子科技大学硕士学位论文

在图(b)中，有：

EmEi+Esm

HH+Hismm

(2-9)

式中，Ei和Hi为电流源Je在y0空间的入射场，Esm和Hsm为互补磁屏S上磁流在y0空间的散射场。

由图(c)可得巴比涅公式：

EiEe+Em

HH+Hemi

(2-10)

将公式2-10代入公式2-9可得：

EeEsm

HHsme

(2-11)

这说明，电流源经过导电屏上的缝隙和互补磁屏上磁流在y0空间形成的场，在数值上互为相反数。

电屏S电流源EdEiEsdHdHiHsdJe电流Jy=0

图2.2 导电屏的互补屏

现实生活中没有导磁屏，更多是导电屏的互补，如图2.1(a)和2.2所示。在图2.2中，有：

EdEiEsd

HHHisdd

(2-12)

式中，Esd和Hsd是互补屏的散射场。

16 第二章相关理论

用图2.2代替图2.1(b)，根据对偶关系有：

EsmHsd

HEsdsm

(2-13)

再与公式2-11联立可得：

EeHsd

HEsde

(2-14)

这表明了通过导电屏缝隙和互补屏的散射场，二者存在对应关系。据此我们可以知道，缝隙天线的相关研究有些时候转换为互补天线更容易进行。

2.3.3 半波缝隙天线

缝隙天线是开在无限大薄金属板上的。在此金属板上开一细缝，其长度为2l，宽度为W，且Wl,W，即为理想缝隙。若2l/2，则为半波缝隙。半波缝隙和它的互补天线如图2.3所示。

zzEsmV0y2lHdmIdmyW缝隙天线W互补的对称振子

图2.3 半波缝隙及其互补天线

如果在缝隙中间位置加理想馈源V0，就会产生正弦形电场：

Es(z)yEmsin(lz)y

V0sin(lz)

W(2-15)

互补振子的辐射电场为：

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EdjIdcos(lcos)cos(l)jr

e2rsin

(2-16)

设位于互补振子中间位置Idm的磁场切向分量为Hdm，金属板很薄，所以利用安培环路定律有：

IdmHdmdl2HdmW

(2-17)

于是有：

EdjHdmWcos(lcos)cos(l)jre

rsin

(2-18)

代入对偶关系EdHs,HdmEsm,1，我们能够得到缝隙天线产生的磁场Hs为：

HsjEsmWcos(lcos)cos(l)jre

rsin

(2-19)

缝隙天线产生的电场Es为：

EsHsjEsmWcos(lcos)cos(l)jre

rsin

(2-20)

可见，半波缝隙与互补振子具有一样的方向图，只不过E面和H面刚好调换位置。

2.4 天线设计常用技术

2.4.1 小型化技术

小型化概念包含电尺寸、物理尺寸和功能三方面。

电尺寸上的小型化天线常用的判断标准为：

ka0.5

式中，k为波数，a为容纳天线的球体的半径最小值。

(2-21) 第二章相关理论

物理尺寸上的小型化天线顾名思义指的是天线整体体积的减小。

功能上的小型化天线指在天线整体大小不变化的条件下实现多种功能。

1. 天线小型化、宽带和高增益之间的矛盾

长期以来，国内外学者对天线的小型化进行了坚持不懈的研究，Wheeler通过集总电路来描述天线从而探讨了改变天线电尺寸对阻抗匹配的影响，之后，1948年Chu用公式描述了全向天线的体积对Q值起到的作用，研究出Q值对最低阶TM模的结论[41]。他们的研究为之后其他学者研究小型化天线理论提供了基础。

只辐射TE或TM模的小型化天线的Q值最小值为：

Q=11

ka(ka)3

(2-22)

式中，k为波数，a为容纳天线的球体的半径最小值。

阻抗带宽、品质因数和驻波比有如下关系：

BWVSWR1

QVSWR

(2-23)

由公式2-22和2-23可以看出当天线尺寸减小时，品质因数Q增大，从而导致带宽BW减小。这就是天线的小型化和宽带之间的矛盾。

另外，由

GD

42Ae (2-24)

式中，Ae为天线口径有效面积。

可知，天线尺寸的减小导致Ae减小，从而使得天线增益降低，此即为天线小型化和增益之间的矛盾。

综上所述，天线的小型化、宽带和高增益存在矛盾，因此设计出同时具有小尺寸、宽频带、高增益的天线是一项艰巨的工作。我们设计天线时，需要同时考虑这三个因素，在不影响天线带宽和增益的情况下尽可能减小天线体积或者在小型化的基础上采用各种技术保证天线增益的同时展宽天线带宽。

2. 常见的实现小型化技术的方法

1) 采用高介电常数基板

对于一般的微带贴片天线，其工作频率

19 西安电子科技大学硕士学位论文

frc2Lr

(2-25)

式中，c为光速，L为辐射贴片边长，r为介电常数。

可以看出，当fr一定时，增大r可以减小L。这种方法简单易行，但是会使得天线的表面波强度变高，增大能量损耗从而降低增益。此外，会增大天线的制造成本。

2) 表面曲流技术

表面曲流技术是指在天线辐射贴片上开槽、弯曲天线枝节[42-45]或采用分形技术[46-47]，延长电流路径，实现小型化。这种方法的缺点是可能导致带宽变窄、增益降低。

开槽的位置可以是天线的辐射贴片或地板。常见的开槽形状有圆形、方形、U形、十字形等。而常见的弯曲枝节形状有E形、L形、倒F形等。

而通过利用分形结构的结构特点可以使得天线在固定的空间内电流流过更远距离实现天线结构的小型化。

3) 加载技术

微带贴片天线的尺寸为半波长时，贴片上的电压近似呈正弦分布，零点在贴片中央位置，在这个位置放入短路探针，天线长度相当于缩小到一半实现了小型化。短路加载法的缺点是不同的加载位置对天线的阻抗匹配影响较大，也可能会使得交叉极化变差。

集总元件加载[48-49]也是一种加载方法，能够有效改善天线整体体积的缩小带来的频偏。这种方法可以使天线获得良好的阻抗匹配特性，但是会引入不必要的损耗，使天线性能变差。

4) 电磁带隙结构(EBG)

利用电磁带隙结构(EBG)[50-51]的同相反射特性，可以代替传统的距辐射贴片四分之一波长的金属地板，降低天线的剖面高度，实现天线的小型化。这种方法的缺点是EBG结构的相对带宽较窄，导致应用受限，与此同时会增加天线的加工难度和成本。

2.4.2 多频化技术

由于多频天线可以简化通信系统结构，减少天线数量，避免多副天线可能造成的互耦作用，因此被广泛应用于无线通信系统。

1. 多模法

贴片天线一般有多种谐振模式如：TM10模、TM20模、TM01模、TM02模等，通过改变天线的结构，可以激励多个模式，从而实现多频工作[52]。例如在微带贴片天线上20 第二章相关理论

合适的馈电位置馈电，可以激励两个频率最低的正交模，TM01模和TM10模，不同模式的谐振频率不同，所以能够实现双频工作。文献[53]提出了一种具有弯曲分支的多模形式的双频全向圆极化天线，如图2.4所示。三个分支在1.74GHz和2.76GHz两个谐振点的电流方向相反，所以该天线可以激励ZOR和FOR两种模式，实现双频工作。

(a)回波损耗 (b)电流分布

图2.4 多模形式的多频天线

2. 多枝节法

在辐射体上添加多个不同枝节，可以实现多频谐振。文献[54]提出了一款多枝节形式的多频天线，天线结构和回波损耗如图2.5所示，通过金属化过孔与贴片相连的两个L形枝节在2.45GHz和3.6GHz产生谐振，而U形槽通过金属化过孔与贴片相连，实现阻抗匹配，从而产生了5.2GHz到6.1GHz之间的多个谐振点。

(a)(b) (a)天线结构 (b)回波损耗图2.5 多枝节形式的多频天线

3. 开槽法

通过开槽，可改变天线表面的电流路径，引进新的电流回路，从而实现多频工作[55-59]。这种方法好在不会增大天线尺寸。文献[59]通过一对相对的U形槽来实现双频谐振，同时在地面开有一个矩形槽增加带宽，从而使得天线能够覆盖WIFI频段和WiMAX频段。

21 西安电子科技大学硕士学位论文

4. 多贴片层叠法

众所周知，辐射贴片的谐振频率取决于天线尺寸的大小，因此将不同尺寸的辐射贴片按从小到大放置在不同的介质板上，或者在同一介质板上以特定的排列方式放置多个辐射贴片，可以实现天线的多频工作。而多贴面共面排布会使得天线水平面尺寸较大，不适用于天线在这一维度的小型化。

5. 可重构技术

通过电控或机械的方法改变天线的辐射结构，保证天线在不同频段内都能够谐振，可以使天线获得良好的阻抗特性和辐射特性[60-61]。如在天线辐射体上添加开关元件，实现不同的电流路径，动态的改变谐振长度，使天线在不同的工作频段谐振从而实现多频工作。

2.4.3 宽带化技术

宽带化技术与多频化技术原理相同，两种技术通常结合使用从而改善天线性能。多个谐振点距离较远，可以实现多频工作，多个谐振点距离较近则可以实现宽带工作。

1. 无源加载技术

在贴片天线的适当位置引进感性或容性负载，可以增大或减小天线的谐振带宽。文献[62]就采用了无源加载技术展宽天线的带宽，如图2.6所示。在辐射体中央引入T形贴片充当感性负载，使得天线的带宽增加到10.6%。

(a) (b)回波损耗(b) (a)天线结构图2.6 无源加载实现宽带化的天线

2. 添加寄生单元

在辐射体或馈电结构附近添加寄生单元，通过二者之间的耦合作用能够产生新的谐振点，展宽带宽。文献[63]通过在天线辐射体四周添加四个寄生贴片，如图2.7所示，在低频处产生了一个新的谐振点，这是因为寄生贴片的加入显著抑制了天线的电抗。文献[64]提出了一款宽带圆极化天线，通过调节开有圆形宽缝隙的辐射贴片和寄22 第二章相关理论

生贴片之间的距离，天线带宽可在5%至45%之间变化。

(a) (b)回波损耗(b) (a)天线结构图2.7 添加寄生单元实现宽带化的天线

3. 耦合馈电

耦合馈电是指馈电枝节与天线辐射体不在一个平面，利用二者之间的耦合作用进行馈电。与一般用微带线、同轴线馈电的天线相比，耦合馈电对天线的辐射影响低，可以获得更大的带宽。

2.5 本章小结

本章首先介绍了天线的一些基本参数，有极化、回波损耗、辐射方向图等，接下来介绍了缝隙天线的相关理论，包括对偶原理、巴比涅原理及半波缝隙天线，最后介绍了天线设计的常用技术，包括小型化、多频化以及宽带化的技术，为本文后续的天线设计和分析提供了理论支撑。

23 西安电子科技大学硕士学位论文

24 第三章基于三维缝隙的双频水平极化全向天线设计

第三章基于三维缝隙的双频水平极化全向天线设计

3.1 引言

全向天线能够在水平面内辐射全向的方向图，或者接收来自各个方向所发射的相同极化的电磁波，因此在实际应用中有着不可取代的重要地位。对称振子是结构最简单、最容易实现的垂直极化全向天线。由天线原理可知，由于不存在磁偶极子，因此水平极化全向天线的实现则较为复杂，对水平极化全向天线的研究较少。此外，随着无线局域网的发展，WIFI技术被广泛使用。

本章以三维缝隙天线为基础，设计了两款结构相似、馈电方式略有不同的紧凑型双频水平极化全向天线，它们的工作带宽分别为2.38-2.55GHz、4.7-6.1GHz和2.38-2.51GHz、4.8-5.9GHz，此频段与WIFI的工作双频段相吻合。两款天线均表现出良好的全向特性，且结构简单、体积紧凑，非常适用于小型WIFI设备。通过这两款天线的设计，初步分析了耦合馈电和背腔对双频谐振的实现及带宽扩展的作用，验证了通过三维缝隙来实现水平极化全向辐射及天线小型化的有效性。

3.2 天线设计

由第一章可以得知，水平极化天线的实现方式通常有环天线和缝隙天线。环天线是通过在水平面设计一个同相环形电流分布而实现水平极化全向辐射的，因此需要较大的水平面尺寸。由第二章的理论部分可知，根据巴比涅原理，垂直半波长缝隙与垂直半波偶极子互为对称结构，半波偶极子呈现出垂直极化全向的辐射特性，所以半波长缝隙的辐射特性为水平极化全向。因此缝隙天线的长度近似为二分之谐振波长，即天线的高度较高。如何在较小的尺寸内，尤其是在较小的水平面尺寸内实现水平极化全向辐射，是本章的设计难点。在本章给出了两种水平极化全向天线设计方案，天线辐射体结构相似，只在馈电部分有较大区别，因此在第二款天线的设计中，主要介绍结构不同的馈电部分，其他不再赘述。

3.2.1 小型化三维辐射缝隙及双频谐振

柱面缝隙天线常用于水平极化全向天线的设计，是一种典型的紧凑型天线结构。图3.1所示结构为一种传统的由Alford提出的柱面缝隙天线，它是由开有细长垂直缝隙的有限大导体片弯折而成的。通过仿真发现，当圆柱直径足够小时，开缝圆柱天线的电流基本都绕着圆柱面呈水平环形流动，这是由于围绕圆柱周长方向的阻抗很小。此时该天线辐射水平极化全向波，辐射方向图在水平面上几乎为圆形，最大辐射方向朝25 西安电子科技大学硕士学位论文

着垂直缝隙所在的方向。垂直缝隙的长度大于谐振点对应波长的二分之一，具体解释如下：当对双导线传输线中间位置馈电时，双导线的长度为谐振波长的二分之一，如图3.2所示。用许多直径为D的圆环加载该传输线时，线上波的相速增大，由此产生的影响为谐振频率升高。当圆环数量足够多的时候，即可等效为图3.1所示的开缝圆柱面。典型的开缝圆柱面直径D0.125，当缝隙宽度约为0.02时，谐振长度L0.75。

(a) (b) (c)

图3.1 开缝导体片到开缝圆柱面的进化

D此线的辐射很弱此环加载的线是良好的辐射器L2

图3.2 可视为环加载传输线的开缝圆柱导体面

以此水平极化全向天线为基础，进行小型化双频水平极化天线的设计。图3.3为三维辐射缝隙的详细设计流程。图3.3(a)所示的天线A是一个传统的柱面缝隙天线，在直径为20mm、高度为70mm的金属圆柱面上开一个宽度为2mm、长度为66mm的垂直缝隙，并在缝隙中间位置设置理想馈源。仿真结果表明天线A谐振于4.1GHz。谐振点处水平面辐射方向图呈圆形，电流沿着金属侧壁呈环形分布。这也印证了上述关于Alford开缝圆柱天线的理论分析。图3.3(b)所示天线B是一个简单的三维缝隙结构，通过对开缝圆柱面变形和小型化，将直径为20mm、高度为70mm的圆柱面变形26 第三章基于三维缝隙的双频水平极化全向天线设计

成一个尺寸为30mm25mm10mm的长方体，长方体的长约等于圆柱面的直径，长方体的高度与圆柱面相比下降了二分之一。为了保证缝隙长度不变，除了在长方体的右侧面开一个宽度为2mm的垂直缝隙之外，还在长方体的顶面和底面各开一个长度为18mm的水平缝隙，使其与垂直缝隙相连。同样在缝隙中间位置进行馈电，仿真结果显示天线B在4GHz谐振，谐振点处电流也是沿着金属侧壁呈环形分布，且辐射特性为水平极化全向。

(a)天线A (b)天线B (c)天线C (d)天线D

图3.3 三维辐射缝隙的设计流程

0-5|S11|(dB)-10-15 天线 A 天线 B-202.02.53.03.54.04.55.05.56.06.5频率(GHz)图3.4 天线A和天线B的仿真S参数

图3.6给出了天线A和天线B在谐振点处水平面（xoy面）的仿真二维方向图，两天线在水平面上水平极化分量均大于垂直极化分量，且水平极化方向图呈圆形，表明两种结构都可以产生水平极化全向辐射。此外，天线A在水平面的方向图不圆度约为8dB，天线B在水平面的方向图不圆度约为4dB，说明天线B在实现小型化的同时，还能够对天线全向性能产生一定优化。

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(a)天线A (b)天线B

图3.5 谐振点处的电流分布

00-10-20-30-40-50-40-30-20-146033030 天线A GainPhi 天线A GainTheta 天线B GainPhi 天线B GainTheta

图3.6 天线A和天线B在水平面的仿真二维方向图

为实现双频谐振并进一步缩小天线尺寸，图3.3(c)对缝隙天线的馈电结构做了改变，使用一个位于金属腔内部的阶梯型弯折金属片为三维缝隙耦合馈电，特征阻抗为50Ω的同轴线缆的外表皮与金属盒子相连接，内芯连接弯折金属片。采用这种馈电方式带来的变化为，谐振点由天线B的4GHz降低到2.4GHz。图3.7为天线C在2.4GHz时的电流分布和水平极化三维方向图，此时在三维缝隙上电流分布近似为半波长模式，在金属侧壁上电流分布呈环形。此时缝隙的总长度为66mm，约为2.4GHz在空气中波长的二分之一。

28 第三章基于三维缝隙的双频水平极化全向天线设计

(a)电流分布 (b)水平极化三维方向图

图3.7 天线C的电流分布及三维方向图

比较天线A、天线B和天线C在各自谐振点处的电流分布，直接馈电的天线A和天线B在谐振点处的电流的共同特征为，电流在金属侧壁上环形流动，在缝隙周围的电流中途倒相两次，缝隙长度大于二分之一谐振波长，这与之前分析的Alford开缝圆柱天线的原理相吻合。使用阶梯型贴片耦合馈电的天线C，在2.4GHz电流也主要集中在三维缝隙周围，但是电流没有中途倒相，缝隙长度约等于二分之一谐振波长，因此天线在2.4GHz的工作模式为半波长谐振模式；同天线A、B相似的是，在金属侧壁上电流依然呈环形分布，因此天线C在谐振点依然表现水平极化全向特性。

由于天线C是将一个弯折的贴片放在金属腔内部馈电，缝隙宽度仅为2mm，加工起来很不方便。为了便于加工，对缝隙再次变形，使缝隙的宽度等于长方体金属腔的宽度，也就是直接把长方体的一个侧面去掉，形成垂直缝隙，使辐射体从封闭结构变为开放结构。水平缝隙部分也由简单的长方形缝隙改为渐变的梯形缝隙，这样就得到了带有三维辐射缝隙的天线D。图3.8为天线B、天线C和天线D的S参数仿真结果，其中红色线条表示天线B的|S11|曲线，蓝色线条表示天线C的|S11|曲线，绿色线条表示天线D的|S11|曲线。可以看到改变馈电方式和缝隙结构后，得到的天线D不仅便于加工，而且具有双频谐振特性，分别在低频2.65GHz和高频5.3GHz处谐振。图3.9和3.10分别为天线D在两谐振点处的电流分布和水平面仿真二维方向图。2.65GHz时电流分布同天线C相似，则工作原理相同；5.3GHz时电流主要分布在梯形水平缝隙边缘，在金属侧壁上电流依然呈环形分布。天线在2.65GHz不圆度约为2.5dB，在5.3GHz不圆度约为4.5dB。与文献[32]中所提出的双频水平极化全向天线相比，两款天线谐振频率相近，使用三维辐射缝隙的天线D不仅体积缩小了75%，全向性也有所提升。分析全向性得到改善的原因，根据水平极化全向天线的辐射原理，经过小型化设计后，使得沿金属侧壁流动的环形电流分布更紧凑、更连续、集中性更29 西安电子科技大学硕士学位论文

强所导致的。

0-5|S11|(dB)-10-15 天线B 天线C 天线D-202.02.53.03.54.04.55.05.56.0频率(GHz)

图3.8 天线B、C、D的仿真S参数

(a)2.65GHz (b)5.3GHz

图3.9 天线D电流分布

00300-10-20-30-40-50270-40-30-20-13030

120240120 GainPhi GainTheta210150

(a)2.65GHz (b)5.3GHz

图3.10 天线D在水平面的仿真二维方向图

以上分析了天线设计过程中三维辐射缝隙的实现过程和工作原理。三维缝隙是在普通柱面缝隙天线的基础上进行小型化和双频化，并且使天线全向性得到优化。从图30 第三章基于三维缝隙的双频水平极化全向天线设计

3.8中可以看到，天线D在高频段的匹配性能较差，为了进一步改善高频匹配，采用了两种方法：偏置馈电和寄生贴片馈电，接下来对这两种馈电的实现方式进行具体叙述。

3.2.2 偏置馈电的双频水平极化全向天线

图3.11为偏置馈电的双频水平极化全向天线的结构图，天线分为两部分：一个带有三维辐射缝隙的长方体金属腔和一个为该三维缝隙馈电的阶梯型弯折金属贴片。图中绿色部分表示金属腔，黄色部分表示馈电片，红色部分表示用于馈电的同轴线内芯。天线主体结构为纯金属，不含任何介质。三维缝隙由长方体的正面、背面、顶面、底面和左侧面这5个面围成。三维缝隙的长度为2l2h170mm，近似为2.4GHz在空气中的半波长。位于金属腔内部的被弯折成三部分的阶梯型贴片能够激励起双频谐振，三部分的长度分别为l36mm，l47.6mm，l54mm。通过调节馈电片的宽度，改变馈电点的位置，实现改善高频匹配、扩展高频带宽的目的。馈电片的宽度h35mm，馈电片最左端距离金属腔左侧面d19mm，位于馈电片中线上的馈点距离金属腔底面的高度h218mm，馈电片偏离天线垂直方向的中心线，天线整体结构不再对称。馈电贴片与特征阻抗为50Ω的同轴线的内芯相连，同轴线的外皮与长方体金属辐射体相连。天线整体的物理尺寸为30mm25mm10mm。这种结构的优点在于设计简单，体积小且能有效地增加天线的谐振长度。天线的结构和具体参数通过电磁仿真软件HFSS 17仿真并优化，优化后的参数如表3.1所示。

(a)立体图 (b)俯视图

图3.11 偏置馈电的双频水平极化全向天线结构图

31 西安电子科技大学硕士学位论文

表3.1 偏置馈电的双频水平极化全向天线具体参数

参数

尺寸（mm）

7.6

参数

尺寸（mm）

3.4

参数

尺寸（mm）

3.2.3 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线

(a)立体图 (b)俯视图

图3.12 寄生贴片馈电的双频水平极化全向天线结构图

图3.12为通过寄生贴片扩展高频带宽的双频水平极化全向天线的结构图，天线分为三部分：一个带有三维辐射缝隙的长方体金属腔、一个直接馈电的弯折金属贴片和两个用于耦合的寄生弯折金属贴片。图中绿色部分为金属腔，红色部分为同轴线内芯，黄色部分为与同轴线直接相连的馈电片，蓝色部分为寄生贴片。三维缝隙与3.2.2节中的基本相同，只对尺寸做了一些调整，所以不再详细叙述；馈电结构与3.2.2节相比做了较大改动。首先馈电结构由一个弯折金属贴片变为三个，只有中间的贴片与同轴线内芯相连用于激励三维缝隙，位于其上下位置的两个寄生贴片不与金属腔和中间的馈电片相接触，只用热熔胶固定；其次馈电结构和馈电点都位于金属腔垂直方向的中心线上，整个天线为对称结构。对馈电片的尺寸也做了一些调整，两个寄生贴片32

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