微波光子谐波变频技术研究|江阴雨辰互联

2024年1月12日发(作者：)

摘要

微波光子学是微波技术与光子学相结合的产物。相比传统技术，微波光子技术具有低损耗、大带宽、抗电磁干扰、体积小以及重量轻等优势。随着目前信息业务的多样化以及通信频段的提高，传统微波混频技术面临带宽受限、频率可调性差、隔离度低、电磁干扰严重等电子瓶颈，传统电域变频技术逐渐难以满足未来电子系统发展需要。而微波光子变频技术可以很好的解决这些难题，从而在未来电子系统中具有较大的应用前景，近些年来受到广泛的关注和研究。本文面向未来电子系统发展需求，针对目前微波光子变频领域存在的技术难题，对低本振频率需求、高变频效率的微波光子变频技术开展具体研究。

本文的基础性工作主要有：首先介绍微波光子变频技术的主要器件，对它们的工作原理进行理论分析。接着在VPI仿真软件中对常见的三种调制方式，即单边带调制、双边带调制以及抑制载波双边带调制做了仿真分析。其次介绍了微波光子变频技术的三个关键性指标，即变频增益、噪声系数以及无杂散动态范围。另外还研究了一些已经被提出的微波光子变频方案，对这些方案进行理论分析以及仿真验证。

在第四章提出了一种基于Sagnac环的本振二次谐波变频方案，该变频方案具有以下几个优点：利用本振二次谐波进行变频，降低了变频系统对本振信号的频率要求；抑制了光载波，可以有效提高变频效率；并且由于RF以及LO信号是利用不同的调制器进行调制，因此尤其适合天线拉远系统。在实验中利用频率为4GHz的LO信号以及25GHz的RF信号经过上下变频后分别得到33GHz以及17GHz的信号，其中IF-RF隔离度为32.72dB，变频增益为-12.2dB，动态范围为102.1dB∙Hz2/3。

在第五章提出了一种基于DP-DPMZM的本振四次谐波变频方案，该变频方案具有以下几个优点：利用本振四次谐波进行变频，进一步降低了变频系统对本振信号的频率要求；抑制了光载波，可以有效提高变频效率。在仿真中利用频率为2GHz的LO信号以及30GHz的RF信号经过上下变频后分别得到38GHz以及22GHz的信号，其中IF-RF隔离度为30dB，变频增益为-12dB，动态范围为102.5dB∙Hz2/3。

关键词：微波光子学，变频，倍频，外调制，萨格纳克环

ABSTRACT

Microwave photonics is the combination of microwave technique and photonics.

Compared with traditional technology, it has the advantages of low loss, large bandwidth,

anti-electromagnetic interference, small size and light weight. With the diversification of

information service and the increasing of communication frequency, the traditional

microwave mixing technology faced with the problems of limited bandwidth, inflexible

frequency tunability, poor isolation as well as electromagnetic interference (EMI), and it

cannot meet the requirements of future electronic systems. Mixers based on microwave

photonics can be used to solve these problems, so it has a broad application prospect, and

has been widely concerned and studied in recent years. To meet the requirements of future

electronic systems and solve the technical difficulties exist in photonic microwave mixers,

photonic microwave mixing techniques with low frequency requirement of local oscillator

(LO), high conversion gain are studied in this thesis.

The basic works of this thesis are follows: Firstly, the main devices of microwave photonic

frequency conversion technology are introduced and the working principles of them are

analyzed theoretically. Secondly, A simulation analysis for DSB, SSB and OCS-DSB

modulation methods is executed in the VPI simulation software. Then, three key indexes of

microwave photonic mixer are introduced, which are frequency conversion gain, noise

figure and dynamic range. Finally, some microwave photonic frequency conversion

schemes are studied, and the theoretical analysis and simulation results are given.

In Chapter 4, a frequency conversion scheme based on a Sagnac loop which doubling the

frequency of the LO signal is proposed, and the advantages of this scheme are as follows:

reducing the frequency requirement of system by using the second harmonic of the LO

signal, increasing the frequency conversion efficiency by suppressing the optical carrier,

and it is especially suitable for antenna remote system because the RF and LO signals are

modulated by different modulators separately. In the experiment, the 4-GHz LO signal

and 25-GHz RF signal are used to get the IF signal with the frequency of 11GHz and

33GHz, the IF-RF isolation can reach 32.72dB. Besides the conversion gain is -12.2dB,

and the dynamic range is 102.1dB∙Hz2/3.

III

西安电子科技大学硕士学位论文

In Chapter 5, a frequency conversion scheme based on a DP-DPMZM which quadrupling

the frequency of the LO signal is presented, and the advantages of this scheme are as

follows: further reducing the frequency requirement of system by using the fourth

harmonic of the LO signal, increasing the frequency conversion efficiency by suppressing

the optical carrier. In the simulation, the 2-GHz LO signal and the 30-GHz RF signal are

used to get the IF signal with the frequency of 22GHz and 38GHz, the IF-RF isolation can

reach 30dB. Besides the conversion gain is -12dB, and the dynamic range is

102.5dB∙Hz2/3.

Keywords: microwave photonics, mixer, frequency multiplication, external modulation,

Sagnac loop

插图索引

图1.1 简单微波光子链路 .......................................................................................... 2

图1.2 一种基于微波光子学的分布式雷达系统框图 .............................................. 3

图1.3 ROF系统结构原理图 ..................................................................................... 4

图2.1 相位调制器结构图 .......................................................................................... 9

图2.2 MZ调制器结构图 ......................................................................................... 10

图2.3 MZ调制器传输曲线 ..................................................................................... 11

图2.4 DPMZM结构图 ............................................................................................ 12

图2.5 DP-DPMZM结构图 ...................................................................................... 13

图2.6 光纤传输的功率周期性衰落 ........................................................................ 15

图2.7 直接调制结构框图 ........................................................................................ 15

图2.8 外调制结构框图 ............................................................................................ 15

图2.9 各阶贝塞尔函数曲线 .................................................................................... 16

图2.10 DSB调制原理图 ........................................................................................... 17

图2.11 DSB调制仿真光谱图和电谱图 ................................................................... 18

图2.12 SSB调制原理图 ............................................................................................ 18

图2.13 SSB调制仿真光谱图及电谱图 .................................................................... 19

图2.14 OCS调制原理图 ........................................................................................... 19

图2.15 OCS调制仿真光谱图及电谱图 ................................................................... 20

图2.16 双音交调产物频谱图 .................................................................................... 24

图2.17 三阶截止点示意图 ........................................................................................ 24

图2.18 SFDR3示意图 ................................................................................................ 25

图3.1 基于级联强度调制器变频方案结构框图 .................................................... 27

图3.2 基于级联IM变频方案仿真结果图 ............................................................. 28

图3.3 基于DDMZM变频方案结构图 ................................................................... 29

图3.4 基于DDMZM变频方案仿真结果图 ........................................................... 30

图3.5 免滤波器变频方案结构图 ............................................................................ 31

图3.6 免滤波器变频方案仿真结果图 .................................................................... 33

图3.7 本振二次谐波变频方案结构图 .................................................................... 33

图3.8 本振二次谐波变频方案仿真结果图 ............................................................ 34

图3.9 抑制周期性功率衰落变频方案结构图 ........................................................ 35

图3.10 抑制功率周期性衰落变频方案仿真结果图 ................................................ 36

西安电子科技大学硕士学位论文

图3.11 基于IM和DPMZM级联的变频方案结构图 ............................................ 37

图3.12 线性优化结果图 ............................................................................................ 39

图3.13 线性优化前后SFDR图 ................................................................................ 39

图4.1 Sagnac效应原理图 ....................................................................................... 41

图4.2 Sagnac环结构图 ........................................................................................... 41

图4.3 调制器正反向调制对比图 ............................................................................ 42

图4.4 基于Sagnac环的本振二次谐波变频方案结构图 ...................................... 43

图4.5 实验结果图 .................................................................................................... 45

图4.6 基于Sagnac环的本振二次谐波变频方案SFDR ....................................... 46

图4.7 50Mbaud/s 64QAM信号变频前后星座图 .................................................. 46

图4.8 LO、RF信号频率分别为3GHz、20GHz时变频结果图 ......................... 47

图4.9 LO、RF信号频率分别为4GHz、30GHz时变频结果图 ......................... 47

图5.1 基于DP-DPMZM的本振四次谐波变频方案结构图 ................................ 49

图5.2 基于DP-DPMZM的本振四次谐波变频方案仿真结构图 ........................ 51

图5.3 Pol及PD输出仿真结果图 .......................................................................... 52

图5.4 基于DP-DPMZM变频方案SFDR图 ........................................................ 53

图5.5 RF、LO信号频率分别为15GHz、1GHz时仿真结果图 ......................... 53

图5.6 RF、LO信号频率分别为26GHz、2GHz时仿真结果图 ......................... 54

表格索引

表1.1

表5.1

VII

传统电混频器与微波光子混频系统典型指标对比 ................................... 5

系统仿真器件参数表 ................................................................................. 51

符号对照表

符号符号名称

V 调制器的半波电压

 光电探测器的响应度

Jn(m)



第一类n贝塞尔函数在m处的值变频增益

波尔兹曼常数

噪声温度

噪声带宽

角频率

虚部单位

光放大器增益

缩略语对照表

缩略语

CCW

DEMZM

DP-DPMZM

DPMZM

DSB

EDFA

LED

MZM

OCS-DSB

PBC

PBS

RIN

RoF

SFDR

SNR

SSB

英文全称

Counter-Clockwise

Clockwise

Dual-Electrode Mach-Zehnder Modulator

Double Polarization Dual-Parallel

Mach-Zehnder Modulator

Dual-Parallel Mach-Zehnder Modulator

Double Sideband

Erbium-Doped Fiber Amplifier

Intermediate Frequency

Intensity Modulator

Laser Diode

Light Emitting Diode

Local Oscillator

Mach-Zehnder Modulator

Noise Figure

Optical Carrier Suppressed- Double

Sideband

Polarization Beam Combiner

Polarization Beam Splitter

Photodiode

Phase Modulator

Radio Frequency

Relative Intensity Noise

Radio-over-Fiber

Spurious Free Dynamic Range

Signal Noise Ratio

Single Sideband

中文对照

逆时针

顺时针

双电极马赫曾德尔调制器

双偏振双平行马赫曾德尔调制器

双平行马赫曾德尔调制器

双边带

掺铒光纤放大器

中频

强度调制器

激光二极管

发光二极管

本地振荡器

马赫曾德尔调制器

噪声系数双边带

光载波抑制

偏振合束器

偏振分束器

光电二极管

相位调制器

射频

相对强度噪声

光载射频

无杂散动态范围

信噪比

单边带

摘要 ........................................................................................................................................ I

ABSTRACT ........................................................................................................................ III

插图索引 .............................................................................................................................. V

表格索引 ............................................................................................................................ VII

符号对照表 ......................................................................................................................... IX

缩略语对照表 ..................................................................................................................... XI

第一章

1.1

绪论 ...................................................................................................................... 1

研究背景与意义 .................................................................................................. 1

1.1.1

传统电子系统发展瓶颈 ........................................................................... 1

1.1.2

微波光子学概述 ....................................................................................... 1

1.1.3

微波光子变频技术 ................................................................................... 4

1.2

1.3

第二章

2.1

国内外研究现状 .................................................................................................. 6

本论文主要工作内容 .......................................................................................... 7

微波光子变频的主要器件与关键技术 .............................................................. 9

微波光子变频技术主要器件 .............................................................................. 9

2.1.1

光源 ........................................................................................................... 9

2.1.2

电光调制器 ............................................................................................... 9

2.1.3

光电探测器 ............................................................................................. 14

2.1.4

光纤 ......................................................................................................... 14

2.2

2.3

直接调制与外调制 ............................................................................................ 15

常见的外调制方法 ............................................................................................ 16

2.3.1

DSB调制 ................................................................................................ 17

2.3.2

SSB调制 ................................................................................................. 18

2.3.3

OCS-DSB调制 ....................................................................................... 19

2.4

性能指标 ............................................................................................................ 20

2.4.1

变频增益 ................................................................................................. 20

2.4.2

噪声系数 ................................................................................................. 21

2.4.3

无杂散动态范围 ..................................................................................... 22

2.5

第三章

3.1

本章小结 ............................................................................................................ 25

几种典型的基于外调制技术的变频方案分析 ................................................ 27

基于级联IM的变频方案 ................................................................................. 27

XIII

西安电子科技大学硕士学位论文

3.2

3.3

基于DDMZM的变频方案 .............................................................................. 29

基于DPMZM的变频方案 ............................................................................... 31

3.3.1

免滤波器变频方案 ................................................................................. 31

3.3.2

本振二次谐波变频方案 ......................................................................... 33

3.3.3

抑制功率周期性衰落变频方案 ............................................................. 35

3.4

3.5

第四章

4.1

4.2

4.3

4.4

4.5

第五章

5.1

5.2

5.3

第六章

基于IM和DPMZM级联的变频方案 ............................................................ 37

本章小结 ........................................................................................................... 39

基于Sagnac环的本振二次谐波变频方案 ...................................................... 41

萨格奈克环原理 ............................................................................................... 41

调制器正反调制原理 ....................................................................................... 42

方案结构与理论推导 ....................................................................................... 43

实验验证 ........................................................................................................... 45

本章小结 ........................................................................................................... 48

基于DP-DPMZM的本振四次谐波变频方案 ................................................ 49

方案结构与理论推导 ....................................................................................... 49

仿真验证 ........................................................................................................... 51

本章小结 ........................................................................................................... 54

总结与展望 ....................................................................................................... 55

参考文献 ............................................................................................................................. 57

致谢 ..................................................................................................................................... 61

作者简介 ............................................................................................................................. 63

XIV

第一章绪论

本章将首先叙述微波光子变频技术的研究背景与意义；然后介绍国内外微波光子变频技术的研究现状；最后是介绍本文的结构安排。

1.1

研究背景与意义

1.1.1 传统电子系统发展瓶颈

随着信息社会的不断发展，信息业务迅猛的增长促使高速率和多业务成为当今通信网的发展趋势。人们对信息速率的要求越来越高，常规低频的无线频谱资源已经分配完毕，要想提高信道带宽，需要使电子系统工作频率向更高的微波甚至毫米波段拓展。例如现阶段的无线局域网以及移动电话的工作频段为800MHz到6GHz之间，而5G已经开始在9.9GHz到86GHz上展开技术研究[1-2]。我国的通信卫星目前大多采用C(6/4GHz)、Ku(14/12GHz)频段，未来将进一步发展到Ka(27–40GHz)频段[3-5]。另外，在往高段频发展的同时，许多电子系统逐渐采用多频段共用的工作方式，来进一步提高系统可用带宽。

因此新一代通信设备面临着高频率、大带宽的巨大挑战。这些挑战主要来源于传统电子器件的电子瓶颈，随着工作频率的提高，传统的微波系统中会出现信号时间抖动变高，相位噪声恶化的现象。另外大多基于晶体管的微波器件在大带宽下的幅频和相频曲线波动较大，难以满足新一代电子系统大带宽的要求。

1.1.2 微波光子学概述

自1960年发明第一台激光器以来，人们就开始考虑利用激光来进行信息的传输，而到1966年高锟通过深入研究光纤的损耗问题，强调通过光纤进行远距离信息传输的可实现性，光纤通信逐渐得到广泛的关注。1975年全球首条光纤通讯线路在美国投入使用，光通信应用的大门由此打开[6-9]。光纤传输由于具有大带宽、抗电磁干扰以及低衰减的特性，从而取得了飞速的发展。另外随着信息传输速率的不断提高，传统微波技术面临频率受限以及传输损耗过大的问题，因此微波通信与光纤通信的结合开始走进人们的视野，微波光子的概念于1993年被提出来，而新型半导体激光器、高速光电探测器、高速光外调制器以及低噪声光放大器的成功研制则使微波光子学的发展变得尤为迅速。

这个新的交叉学科主要包括：微波毫米波信号的光学生成与光域处理；光载微波毫米波信号的传输；太赫兹信号的产生、传输、处理原理、实现技术及其潜在应用领1

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域等[10-13]。

图1.1 简单微波光子链路

上图是一个简单的微波光子链路框图，主要包括：激光器、调制器、光纤、光电探测器以及射频接收机。首先在发射端由激光器发出连续光信号并输入到调制器，接着将射频信号输入到调制器上对光载波进行调制，最后接收端通过光电探测器接收光信号并输出可被射频接收机接收的射频信号。

相比传统技术来说，微波光子技术在以下方面表现突出：

（1）低损耗。光信号在光纤中传输的衰减极小，单模光纤每千米的损耗一般为0.2dB，而传统的同轴电缆每百米的损耗就达到几十dB。因此如果采用光纤作为介质，能够在不进行中继的条件下实现远距离微波信号的传输。并且能减小系统成本。

（2）大带宽。单模光纤、掺铒光纤放大器在1550nm波长附近的可用带宽能达到4THz，目前常用的电光调制器以及光电探测器的工作带宽为50GHz，而美国EOSPACE公司定制的电光调制器以及德国FINISAR公司XPDV412xR型号的光电探测器的工作带宽都能达到100GHz。

（3）抗电磁干扰。携带信息的光载波在光纤中传输，可以避免受到干扰，对外界也没有辐射。

（4）体积小、重量轻。以普通的GYSTS型号的光缆为例，24芯的光缆外径为12.6mm，重量为173kg/km，和一根同轴电缆大致相当，随着微波光子集成技术的发展，微波光子系统在体积、重量上将更有优势。

得益于上述各个方面的优势，微波光子技术在微波本振生成、本振馈送、滤波、变频、测频、测相等方面得到广泛研究[14-26]。并且在众多系统中发挥了很大的作用，主要有：

（1）雷达系统

随着未来电磁环境的进一步复杂化，以及威胁目标的日益增多，新一代雷达系统需要实现多功能一体化以及多频段一体化，即雷达系统需要发挥区域探查、对象跟踪以及通讯等作用。因此高频段、大带宽成为目前雷达系统的迫切需求。而在传统的雷达系统中，电子瓶颈的限制愈发凸显，这就毫无疑问地限制了系统指标的进一步改善。近年来新兴的微波光子学，通过光学方法实现微波信号的产生与处理，克服了所谓的2

第一章绪论

电子瓶颈，具有高频率、大带宽等优势。特别是关于信号生成部分，包含优质本振信号以及相位编码信号等。其中基于DP-DPMZM的八倍频本振生成技术，可以将本振信号直接进行8倍频，而且不会产生额外的相位噪声[27]；基于DPMZM可以产生四倍频的相位编码信号，从而降低本振信号的频率要求[29]。因此将微波光子技术用于雷达系统可以很好的克服传统技术所面临的性能瓶颈。如图1.2为一种基于微波光子的分布式雷达系统框图[30]。

图1.2 一种基于微波光子学的分布式雷达系统框图

系统主要包括中心站和远端天线单元，中心站负责雷达波形信号的生成以及接收回波的信号处理，远端天线单元包括发射机和接收机，发射机将中心站传来的光信号进行光电转换后利用天线发射，接收机将探测到的回波信号调制到光载波上并传回中心站。该结构将雷达信号生成以及回波信号的处理都放在了中心站，远端天线单元无需对高频雷达信号进行任何处理，简化了天线端的结构，同时由于采用了WDM技术，中心站产生不同波长的光载雷达信号，利用波分利用器合为一路传输到远端不同位置的发射机进行发射，同时也将不同接收机的接收信号用波分利用器合为一路后传输到中心站进行分离处理。这样就利用了光纤传输低损耗、大带宽的优点，增加了雷达系统的探测区域。另外，借助WDM实现分布式的系统结构，也能进一步提高雷达的识别精度。

（2）光载射频（ROF）系统

ROF技术充分利用了光纤的优点，使得无线射频通信系统性能得到质的飞跃。低损耗特性使得系统能够无中继地将信号输送到远方并由天线发射。大带宽的特性使系统容量以及速率都上升了好几个数量级。体积小、重量轻的特性使得系统的铺设更为简单。并且系统的抗干扰能力也显而易见地得到提升。ROF系统通常由中心站（CS）、光纤链路、基站（BS）以及移动端（MS）构成[31]，其系统结构如图1.2所示。

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图1.3 ROF系统结构原理图

CS负责系统无线通信系统的频谱管理、路由以及射频信号的调制等功能。在下行链路中，CS将射频信号加载到光载波上，然后利用光纤输送到远端的基站；在上行链路中，CS将接收到的光信号进行光电转换并处理。BS功能比CS简单得多，主要进行光电转换、电光转换以及放大功能，在下行链路中，BS将由CS传输过来的光信号进行光电转换并放大后送到天线进行发射；在上行链路中，BS将天线接收到的无线信号加载到光载波上并经光纤发送到CS端。在实际通信系统中，一个中心站往往会连接若干个基站，因此ROF通过将复杂的设备都集中在中心站，基站只需进行光电转换以及放大，在有效降低系统成本的同时也有利于资源的合理分配。

（3）侦查对抗系统

在现代侦查系统中，通过瞬时频率测量，可以快速定位敌方单位的信号频段，以采取反制措施。数字信号处理是现在实现频率测量最常用的手段，而由于电子器件的采样率不高（只有几GHz），因此难以对频率高达数十GHz的雷达信号或卫星信号进行有效采样。而光域采样则具有大带宽、高速率的优势，可以有效提高频率测量系统的测量范围，因此相当具有研究价值[32]。其中美国Han Y等学者利用微波光子的方法实验中实现了THz级别的采样速率[33]。

（4）卫星通信

目前的卫星通信主要以微波通信为主，但由于微波通信存在着频段较低、带宽受限以及抗干扰能力弱等问题，难以满足未来天基通信系统高速率、大容量以及强抗干扰能力的要求。而微波光子链路凭借高速率、大带宽以及重量体积等优势，在将来的宽带卫星通信中具有相当高的应用价值，因此基于微波光子链路的卫星通信技术得到了深入的研究和快速的发展。卫星微波光子通讯系统的探索有以下几个方面：微波光子本振信号产生及变频技术，微波光子测频技术，微波光子调制解调技术以及星上光信号的发送和传输等[34-35]。

1.1.3 微波光子变频技术

微波频率变换（也称混频）是无线通信系统中一项重要的基本功能，通过微波频4

第一章绪论

率变换能得到射频（RF）信号以及本振（LO）信号的和频或差频。主要可实现以下功能：

（1）频率变换。在无线通信中，不能用天线直接发射低频信号，而是要先将其上变频到射频频段再发射；另外，也不宜直接将天线接收下来的射频信号直接进行信号处理，而是要先将其下变频到中频再处理[36-37]。

（2）鉴相。在锁相环以及相位控制等系统中，需要利用变频实现鉴相功能。将待鉴相信号与本振信号进行混频，输出信号的直流分量将随两个输入信号的相位差而变化[38-40]。

（3）频率合成。在通信系统中，往往需要变频系统将不同频率的信号进行频率合成来得到更高频率的本振信号[41-42]。

在电域进行微波频率变换时，存在系统复杂度高、频率和带宽受限以及易受电磁干扰等问题。微波光子变频系统继承了微波光子技术大带宽、抗干扰、频率可调揩的特点，并且在对信号进行处理之后还可以进行远距离传输。相比传统的微波变频系统具有很大的优势。表1.1是传统电混频器和微波光子混频器的指标对比，其中是混频器的指标来自于美国军用微波器件制造商 L-3 Narda-MITEQ 公司生产的超宽带平衡混频器（ DB0250LW1），微波光子混频器的指标来自于本论文第四章以及第五章的内容。若使用110GHz的调制器以及光电探测器，则能将RF、LO以及IF的频率范围提高到110GHz。

表1.1 传统电混频器与微波光子混频系统典型指标对比

相关指标

RF，LO频率范围

IF频率范围

变频损耗

LO-RF隔离度

RF，LO-IF隔离度

实现方式

电混频器微波光子混频器

2-50GHz

DC-2GHz

10-15dBm

18-20dB

20dB

DC-40GHz

10-15dBm

∞

>30dB

因此研究微波光子变频技术以及其在电子系统中的应用，对于推动新一代电子系统的发展，具有重要意义。

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1.2

国内外研究现状

近年来，海内外众多高校以及科研机构对微波光子变频技术进行了研究，并且获得了较大进展。加拿大渥太华大学、澳大利亚悉尼大学、美国加州大学、清华大学、北京邮电大学、南京航空航天大学以及西安电子科技大学等在该领域均取得了不错的成果。

美国人JJ Pan于1990年提出了一种基于直接调制的微波光子变频方案[43]，利用一个激光器同时对RF信号以及LO信号进行调制，然后通过光电探测器得到中频信号。该方案易于实现、成本低廉，然而由于激光器调制带宽有限，通常不超过15GHz，并且RF信号和LO信号需要在电域进行耦合，这导致RF信号与LO信号之间的隔离度较低（电耦合器端口隔离度一般为25dB左右），另外还存在拍频后杂波较多的问题。

Maury G等人于1997年对JJ Pan的方案进行了改进，利用RF信号和LO信号一同驱动直接调制激光器，接着通过马赫曾德尔干涉仪将频率调制转换为强度调制，最终在PD上拍频得到上变频信号[44]。相比JJ Pan提出的方案，增加马赫增德尔干涉的好处在于能有效减少杂波，但仍存在调制带宽以及RF信号与LO信号隔离度受限的问题。

Gopalakrishnan等人于1993年采用实现级联强度调制器结构的变频系统[45]。该方案采用级联强度调制器分别调制RF与LO信号，这样RF和LO信号的隔离度相当于无限大，并且由于采用外调制器，工作带宽也非常大。该混频结构尤其适合天线拉远系统，远端天线将接收到的RF信号对光载波进行调制，利用光纤输送到中心站后对其进行下变频。然而该方案存在链路损耗过大以及变频增益较低的缺点。清华大学Shangyuan Li于2011年提出一个基于级联强度调制器和DPMZM的变频方案。该方案首先将LO信号加载到强度调制上，进行抑制载波双边带调制，强度调制器的输出连接DPMZM的输入，并将RF信号加载到DPMZM的上子MZM，而下子MZM空载，通过调节DPMZM的三个直流偏置，达到减小交调分量的目的，从而改善了系统的动态范围，但该方案也存在着杂波过多以及变频效率不高等的问题。

J. T. Gallo等人于1998年提出了一种并联方案[46]，RF和LO分别输入到两个并行的外调制器进行调制，接着利用光耦合器对两路光信号进行耦合，最后经过拍频可得到中频信号。由于链路损耗显著降低，相比级联强度调制器的方案，其变频增益得到明显的提高。然而因为使用离散器件实现并联结构，两路光的光程差会随外界影响而发生变化，从而在耦合时无法保证相干性，因此需要额外的控制电路。近几年的研究者对该结构的混频系统进行了跟进研究，随着一些集成的并行结构调制器的出现，如双电极马曾调制器（DEMZM）、双向马曾调制器，双平行马曾调制器（DPMZM）、6

第一章绪论

偏振复用调制器等，一些改进方案被陆续提出。

Chan E H W和Minasian R于2012年提出了一种基于DPMZM的变频方案[47]，该方案将RF信号和LO信号分别输入到DPMZM的上下子MZM，接着DPMZM的输出信号经过EDFA得到放大，最后通过拍频输出变频信号。该方案具有工作带宽大以及变频效率高的优点。在此基础上，潘时龙等人利用DPMZM的上下子调制器分别实现RF信号以及LO信号的单边带调制，并且通过调整主调制器的直流偏置来抑制光载波，最后经过拍频得到中频信号[48]。该方案进一步提高了变频效率，同时没有杂波，因此也不必使用滤波器。高永胜等人则利用DPMZM实现了二次谐波变频方案[49]。该方案中RF信号在一个子调制器进行常规双边带调制得到载波与1阶边带，LO信号通过另一个偏置在最大点的子调制器调制，产生载波和二阶边带。通过调制指数和主调制器偏压，使光载波相互抵消，拍频后实现RF与LO二次谐波的变频。该方案能有效降低变频系统对本振频率的要求。2016年暨南大学J. Zhang等人利用DPMZM实现下变频的同时也抑制了镜像干扰。该方案将RF信号加载到DPMZM上下子MZM的上臂，LO信号加载到上下子MZM的下臂，之后利用一个平衡探测器DPMZM输出的光信号进行拍频。由于对镜像干扰进行了抑制，采用该方案可以提高系统在下变频过程中的抗干扰能力。

Zhenzhou Tang于2013年提出了一种基于DEMZM的变频方案[50]，该方案将RF信号和LO信号分别输入到DEMZM的两个射频端口，并通过合理设置直流偏置来实现下变频，该方案具有结构简单、变频效率高以及工作带宽大的优点。另外高永胜于2016年对该方案进行了改进[51]，该方案将DEMZM放置在Sagnac环中，将RF信号和LO信号分别输入到DEMZM的两个射频端口，通过调节DEMZM的偏置电压来改变光载波的相位，从而改变光纤传输后的频率响应曲线，使工作频点处于功率峰值点，最终避免光纤传输中功率周期性衰落问题。

综上所述，针对于基于微波光子变频技术研究，很多机构都进行了大量的探索，并已经取得了不错的成果。

1.3

本论文主要工作内容

本文研究了微波光子变频技术的基本理论，在对目前已提出的方案进行详细的理论分析和软件仿真。在前人的工作基础上，提出了两种新型的谐波变频方案，即基于Sagnac环的本振二次谐波变频方案以及基于DP-DPMZM的本振四次谐波变频方案，并分别进行了实验以及仿真验证。具体结构如下：

第一章概括了微波光子变频技术的研究背景与意义，接着叙述微波光子学以及微波光子变频技术的概念与特点，阐明了微波光子技术对比传统电子技术所具有的巨大7

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优势以及微波光子变频技术的应用场景；并总结了微波光子变频技术在国内外的研究现状；最后是本论文的结构安排。

第二章首先介绍了微波光子变频的核心器件的物理结构以及理论模型；其次，对微波光子变频技术中常用到的几个调制方式进行了理论推导和仿真分析；最后分析了微波光子变频技术的主要性能指标。

第三章对目前现有的一些变频方案进行了介绍，包括基于级联强度调制器的变频方案，基于DDMZM的变频方案，基于DPMZM的免滤波器变频方案，基于DPMZM的本振二次谐波变频方案，基于DPMZM的抑制功率周期性衰落变频方案以及基于强度调制器和DPMZM级联的变频方案。并对它们进行理论分析和仿真验证，讨论其优缺点。

第四章提出了一种基于Sagnac的本振二次谐波变频方案。该方案通过利用本振信号的二次谐波进行变频，有效降低了对本振信号的频率要求；实现对光载波的相互抵消，从而可以得到较高的转换效率；并且实现了射频信号与本振信号的物理分离，隔离度无限大。最后我们对该方案进行了实验验证，证明了该方案良好的性能。

第五章提出了一种基于DP-DPMZM的本振四次谐波变频方案。该方案通过利用本振信号的四次谐波进行变频，进一步降低了本振信号对频率要求；同样实现对光载波的相互抵消，可以得到较高的转换效率。同时我们对该方案进行了理论分析和仿真验证，证明了该方案的可行性。

第六章为总结与展望，是对论文中完成工作的总结，并且分析目前还存在的问题，对不足之处做了说明，为将来的研究方向提出了一些建议。

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第二章微波光子变频的主要器件与关键技术

2.1

微波光子变频技术主要器件

2.1.1 光源

光实际上是频率很高（高达上百THz）的电磁波。在微波光子的应用中，都是使用光作为载波，因此光源必不可少。现阶段通信系统中，发光二极管（LED）以及半导体激光器（LD）最为普遍。

发光二极管主要由一个PN结组成，当PN结的电势差大于发光阈值时，其内的电子与电洞会在电场的作用下复合，这个复合过程会使发光二极管辐射出光信号。其具有发光稳定，能长时间使用以及成本较低等优点。但由于发出的光为非相干光以及谱线较宽的特点，采用发光二极管作为光源的光纤通信系统的传输速率和通信距离在源头上受到了限制[54]。

半导体激光器顾名思义就是用半导体材料制成的器件。在电场的作用下，半导体材料发生粒子数反转，在此状态下的电子与电洞复合发生受激辐射而发出激光。半导体激光器具有上升时间快，谱线窄，转换率高等特点，因此半导体激光器为远距离、高速率光纤通信提供了必要的支持[55]。

2.1.2 电光调制器

电光调制器中最常见的是LiNbO3调制器。按照调制器的结构可以分为相位调制器（PM）、双电极马赫增德尔调制器（DEMZM）、强度调制器（IM）、双平行马赫增德尔调制器（DPMZM）以及双偏振双平行马赫增德尔调制器（DP-DPMZM）等。

（1）相位调制器

图2.1 相位调制器结构图

由上图可以看出，LiNb03相位调制器由电光材料、电极以及底座组成[56]。调制器输入的光电场表达式为：Ein(t)E0exp(jct)，E0和c分别为输入光电场的幅度以9

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及角频率。电光材料的折射率会随电极上加载的电压而变化，进而影响光载波的相位。调制器的射频信号表示为：V(t)，则光载波相位的变化量可表示为：(t)V(t)/V，其中V代表调制器的半波电压，当电极上加载的电压等于V时，其会使载波相位变化180°。

（2）双电极马赫增德尔调制器

图2.2 MZ调制器结构图

双电极马增调制器（DEMZM）由Y型波导以及两个相位调制臂组成，图2.4展示了其基本构造。DEMZM的相位调制臂和相位调制器类似，均有射频口，都能加载射频信号。另外DEMZM还有直流偏置口，能调节两路光信号的相差。

输入光信号表示为：Ein(t)E0exp(jct)，Y型波导将光信号均分为两部分。每一路信号表示为：

E(t)2E0exp(jct)

2(2-1)

上路光载波受到调制之后表示为：

Eup(t)2E0exp(jctj1(t))

2(2-2)

(2-3)

1(t)VVRF1(t)

其中VRF1(t)为加载到DEMZM上臂的射频信号。

同理，下路光信号经过调制之后可以表示为：

Elow(t)2E0exp(jctj2(t))

2(2-4)

(2-5)

2(t)VVRF2(t)VDC

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其中VRF2(t)和VDC分别为加载到DEMZM下臂的射频信号以及直流偏置。

两条支路信号经过Y型电光波导之后合并输出，其光电场为：

Eout(t)122exp()exp()EjtjtEjtjt0102cc222(t)2(t)1(t)2(t) (2-6)

Ein(t)cos1expj22VRF1(t)VRF2(t)VDCVdcVRF1(t)VRF2(t)Ein(t)cosexpj2V2V式（2-6）可以看出，上下两臂所输入的射频信号幅度相等相位相反时，调制器的静态工作点由电流偏置与半波电压决定，其输出光功率随射频信号在静态工作点附近变化。图2.5为马赫增德尔调制器的传输特性图，此图形象地展示了直流偏置以及射频信号的大小对输出光强的影响。

图2.3 MZ调制器传输曲线

由上图可以看出，当往MZ调制器加载RF信号时，调制器的输出功率随RF信号的大小围绕直流静态工作点变化。图中的MZ调制器传输曲线上有三个特殊的工作点，分别为最大传输点、最小传输点和正交传输点。不同直流偏置下的输出光信号有很大的区别。

（3）强度调制器

前面介绍的马赫曾德尔调制器是工作在正压模式，输入到调制器的RF信号以及直流偏置不会被改变，而另一种是为推挽模式，即RF信号和直流偏置加载到调制器上臂时不会被改变，加载到调制器下臂时会进行180°的反向。强度调制器（IM）是马赫增德尔调制器的一种，其工作在推挽模式。具体来说，IM仅有一个射频输口以及一个直流偏压口，所加射频信号以及直流偏压都会被均分成两路，其中一路直接加载到调制器的上臂，另外一路通过一个反相器后被加载到调制器的下臂。因此强度调11

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制器的输出光信号可表示为：

122Eout(t)E(t)expj(t)E(t)expj(t)0101222

VRF(t)VDCEin(t)VRF(t)VDCEin(t)expjexpj (2-7)

22V22VVRF(t)VDCEin(t)cos2V式中VRF(t)为加载的RF信号，VDC为加载的直流偏置。

由上式可知，强度调制器的输出光电场由射频信号VRF(t)以及直流偏置VDC决定，因此可以通过调节射频信号的频率、幅度以及直流偏置的大小来得到不同的结果。由于采用推挽模式，只有一个直流偏压口，可以减少调制器工作点漂移所带来的影响。

（4）双平行马赫曾德尔调制器

图2.4 DPMZM结构图

如图2.6所示，双平行马赫曾德尔调制器（DPMZM）由三个调制器组成，其中主调制器为MZM3，MZM1和MZM2分别嵌在主调制器的上下两臂。MZM1和MZM2都有射频口和直流偏置口，但主调制器只有直流偏置口。由此可以推导DPMZM的调制公式。

输入光信号在a处被均分为两路，因此输入到两个子调制器的光功率是相同的，上路光信号在MZM1处受RF1信号调制，下路光信号在MZM2处受RF2信号调制，因此MZM1以及MZM2的输出可分别表示为：

2Ein(t){exp[jmRF1cos(RF1t)j1]exp[jmRF1cos(RF1t)]} (2-8)

42EMZM2(t)Ein(t){exp[jmRF2cos(RF2t)j2]exp[jmRF2cos(RF2t)]} (2-9)

4EMZM1(t)12

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式中1VDC1V，mRF1VRF12V，VRF1与RF1分别为上臂所加射频信号的振幅和角频率。2VDC2V，mRF2VRF12V，VRF2与RF2分别为下臂所加射频信号的振幅和角频率。

主调制器对两条支路的光信号引入一个相位差，并在b处将它们进行合路，则调制器的输出光信号可以表示为：

exp[jmRF1cos(RF1t)j1]expj3E(t)Eout(t)inexp[jmRF1cos(RF1t)]expj3 (2-10)

4exp[jmcos(t)j]exp[jmcos(t)]RF2RF22RF2RF2其中3VDC3V。

DPMZM在微波光子领域中得到广泛的应用，具体有微波光子变频，微波光子倍频、微波光子滤波以及微波光子线性优化等。

（5）双偏振双平行马赫增德尔调制器

图2.5 DP-DPMZM结构图

如图2.7所示，双偏振双平行马赫增德尔调制器（DP-DPMZM）也称为DP-QPSK调制器，主要由两个DPMZM以及PBC组成。光束进入输入端后被分成两束光，这两束光的偏振态相互正交，上路光进入上臂的DPMZM（由XI、XQ和XP三个MZM组成），下路光进入下臂的DPMZM（由YI、YQ和YP三个MZM组成），上下两个DPMZM的输出光在PBC处进行合束后输出。DP-DPMZM属于偏振复用类型的调制器，此类调制器可以结构偏振控制器和起偏器进行控制和调节。

铌酸锂电光调制器结构有多种变化，因此其作用和应用场合也不尽相同。可以通13

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过调节所加载的射频信号以及偏置电压来影响输出光谱，进而得到所需的调制效果。

2.1.3 光电探测器

光电探测器也称光电二极管（PD），其目的是将光信号转换为电信号。PIN光电二极管和雪崩光电二极管（APD）为目前最常用的光电探测器。其中PIN光电二极管不仅具有高响应度、大带宽等优点，同时相比APD，其成本更低、电流线性度更好。因此PIN光电二极管在微波光子技术中获得了普遍的使用[57]。

当光电二极管被光照射时，其电阻会快速出现变化，在固定电压的作用下，其输出电流也会跟着改变。因此其获得的电信号强度和接收光功率正相关，两者的关系如下：

I(t)E(t)

2(2-11)

其中I(t)为流过PD的电流，为PD的响应度，E(t)为接收光信号的电场。

2.1.4 光纤

光纤是传输光信号最常用的介质。从高锟提出利用光纤实现信息传输的技术途径开始，关于光纤的研究陆续取得重要的突破，从而奠定了现代光通信的基础[58]。损耗和色散为光纤的重要指标。

（1）光纤损耗

光纤损耗是指光在光纤里传输时因此吸收和散射而产生的衰减。目前商用的单模光纤在波长为1550纳米处的损耗一般为0.2dB/km。相当于传输10km时光信号才衰减2dB，减小还不到一半。因此利用光纤可以进行长距离无中继传输。

（2）光纤色散

激光器所产生激光的波长并不单一，而是有一定的谱宽，当多个波长或多个模式的光在同一介质中传输时，其传输速率会有所差别，这将会引起光脉冲的变形，进而造成信号畸变，此现象被称作光纤色散。

数字信号在光纤中传输会由于光纤色散而引发脉冲变形，造成码间串扰。而在微波光子系统中，色散会造成微波信号的周期性衰减。

下图为利用VPI仿真软件得到的微波信号功率随传输距离而变化的曲线图，横轴表示传输距离，纵轴表示信号功率。调制到光载波的RF信号功率为10dBm，频率为20GHz，调制格式为普通双边带调制。可以看出，微波信号功率在某些特定的位置会有大幅的衰减。现实使用中，如果光纤长度正好处于衰落处，将会导致信号无法被正确接收。

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图2.6 光纤传输的功率周期性衰落

2.2

直接调制与外调制

直接调制也称为内调制，即利用电信号驱动激光器进而改变流过激光器的电流，最终激光器的输出光强会随电流的大小而变化[52]。下图为直接调制方式的结构框图：

图2.7 直接调制结构框图

直接调制方式易于实现，成本低廉而且能长时间稳定工作，在电信运营商中得到广泛使用，如比较常见的光模块就是使用直接调制技术。但是，直接调制方式受制于激光器的固有特性，其调制频率一般不会超过15GHz，因此也限制了直接调制方式在高频率场景下的应用。

外调制原理图如图2.2所示。相比内调制中直接改变光源的输出，外调制在光源的输出端连接了专门的外调制器。将待传输或处理射频信号输入到外调制器上，利用调制器的特性来改变光载波相关参数。

图2.8 外调制结构框图

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光外调制器主要有：声光调制器（AOM）、磁光调制器（MOM）、电光调制器（EOM）以及电吸收调制器（EAM）[53]。声光调制器主要由声光材料和电声换能器组成。声光调制器工作时首先将RF信号输入到换能器，换能器将RF信号转换为相同频率的超声波并加载到声光材料上，由此改变声光材料的传播特性，使得光载波在声光材料中传输时其参数会随之变化，从而达到信号调制的目的。磁光调制器一般由一个线圈和磁光材料组成。电信号加载到磁光调制器的线圈上，从而产生与之对应的磁场，光束通过磁光材料时，会受到磁场的影响，其传播特性也会受到改变。电光调制器主要由电光材料和电极组成，RF信号加载到电光调制器的电极上，从而产生相应的电场，受电场的影响，电光材料的折射率会随之改变，光载波通过该晶体时其传播特性也会受到改变，从而实现信号的调制目的。另外由于电光调制器具备高消光比、大带宽、低啁啾、低偏置电压等优点，成为目前使用最为广泛的光调制器。

2.3

常见的外调制方法

从上一节可知，可以通过调节马赫曾德尔调制器上下臂射频信号的振幅、相位以及偏置电压的大小，以此得到不同的结果。而作为通信领域三个基本调制方式，即双边带（DSB）调制、单边带（SSB）调制和抑制载波双边带（OCS-DSB）调制，在微波光子学的全部领域的应用都非常广泛。本节将叙述如何利用MZ调制器实现这三种调制方式。

首先需要介绍第一类贝塞尔（Bessel）函数，因为在微波光子理论推导中，第一类Bessel函数起了重要作用。指数形式的贝塞尔展开如下式：

ejmcos(t)n(j)nJn(m)ejntjn (2-12)

其中Jn(m)为第一类n阶Bessel函数。

图2.9 各阶贝塞尔函数曲线

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2.3.1 DSB调制

图2.10 DSB调制原理图

如图2.5所示，当输入MZ调制器上下臂的偏置电压相差V2，而且RF信号相位相反，即V1(t)V2(t)VRFcosRFt时可实现RF信号的双边带调制。将上述条件代入式（2-6）可得：

Eout(t)Ein(t)cos(VRFV

cosRFt)exp(j)442Ein(t)cos(mcosRFt)sin(mcosRFt)exp(j)24 (2-13)

其中mVRFV，利用贝塞尔展开可得到：

nJmJmnt()2(1)()cos(2)RF02n2n1Eout(t)Ein(t)exp(j) (2-14)

242(1)nJ2n1(m)cos[(2n1)RFt]n1

上式中n0时对应的是光载波，其系数为J0(m)，当n0时对应的是n阶边带。3阶等边带远远小于1阶实际中，由于加载到调制器的RF信号都是小信号，

2阶、边带，因此可得到：

Eout(t)2Ein(t)exp(j)J0(m)2J1(m)cosRFt

24(2-15)

经过PD拍频后可获得相应的电信号：

I(t)Eout(t)2

12222E0J0(m)4J1(m)cosRFt4J0(m)J1(m)cosRFt2(2-16)

其中为PD的响应度。

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我们利用VPI仿真软件可以更直观的看到经过双边带调制后MZM输出的光谱图以及拍频后PD输出的电谱图（RF信号频率为10GHz）。如图2.7所示，MZM输出光谱图中只含有光载波和1阶边带，PD输出电谱图中的交流频率分量为RF和2RF。

（a）MZM输出光谱图（b） PD输出电谱图

图2.11 DSB调制仿真光谱图和电谱图

2.3.2 SSB调制

图2.12 SSB调制原理图

如图2.7所示，若输入MZ调制器上下臂的偏置电压相差V2，而且RF信号相位差为2时可实现RF信号的单边带调制。将上述条件代入式（2-6）可得：

Eout(t)

Ein(t)exp(jmcost)exp(jmsintj)RFRF22Ein(t)nnjJ(m)exp(jnt)j(1)J(m)exp(jnt)nRFnRF (2-17)

2nnEin(t)(j1)J0(m)2jJ1(m)exp(jRFt)218

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从式中可以看出，当n1时，对应的负一阶边带的系数为0，而当n1时，对应的正一阶边带的系数不为0。因此其光谱中只有光载波以及负1阶边带（忽略高次项）。对上式光信号进行拍频可得到：

E02I(t)4222J(m)4J(m)42J(m)J(m)sin(t)

0101RF4(2-18)

SSB调制在VPI中的仿真（RF信号频率为10GHz），结果如下图所示。显而易见MZM输出光谱图中主要为RF信号的1阶边带和光载波，PD输出电谱图中的交流频率分量为RF。

（a）MZM输出光谱图（b）PD输出电谱图

图2.13 SSB调制仿真光谱图及电谱图

2.3.3 OCS-DSB调制

图2.14 OCS调制原理图

如图2.9所示，抑制载波双边带调制的与双边带调制的不同之处在于其上下臂的直流偏置差为V，而上下臂的射频信号相位差仍为。令Vdc10、Vdc2V则MZM的输出为：

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Eout(t)

1Ein(t)exp(jmcosRFt)exp(jmcosRFtj)21nEin(t)jJn(m)exp(jnRFt)(j)nJn(m)exp(jnRFt) (2-19)

2nn2Ein(t)J1(m)cos(RFt)从上式可以发现，其光载波以及偶数阶边带系数均为0，而奇数阶边带则不为0。所以在不考虑高次项的情况下，MZM的输出信号只有光载波和正负一阶边带。对其进行拍频可得：

I(t)Eout(t)222E0cos2RFt1 (2-20)

OCS调制在VPI中的仿真结果如下图所示（RF信号频率为10GHz），可以看出MZM输出光谱图主要为RF信号的1阶边带，PD输出电谱图中的频率分量为2RF。

（a）MZM输出光谱图（b）PD输出电谱图

图2.15 OCS调制仿真光谱图及电谱图

2.4

性能指标

本节将描述微波光子变频系统的几个关键性指标，这几个指标能够衡量变频系统的好坏。主要有：链路增益、噪声系数以及动态范围。

2.4.1 变频增益

微波光子变频系统中，变频增益的定义变频之后IF信号的功率和变频之前的RF信号功率的比值：

gPout

Pin(2-21)

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式中Pout为输出IF信号的功率，Pin为变频前RF信号的功率。

微波光子变频系统的变频增益与入射光功率、变频系统结构以及光电探测器转换效率等许多因素有关。

2.4.2 噪声系数

与传统的同轴电缆以及无线信道相比，光纤几乎不会引入噪声。因此在不加放大器的微波光子链路中，激光器以及光电探测器为产生噪声的重要来源，并且其噪声种类可分为白噪声、散粒噪声以及相对强度噪声。本节将对这些噪声以及噪声系数进行介绍。

（1）白噪声

热噪声通常又被称为白噪声，是由材料中电子的无规律运动所引发的，因此任何导体中都会存在，并且和温度有关。电子的无规律运动不会停止，因此白噪声也会一直存在，而且频谱分量服务均匀分布。白噪声制约了系统的噪声下限，可以表示为：

NthermalkTBe (2-22)

其中k为波尔兹曼常数，其数值为1.38×10-23J/k；T为噪声温度，一般为290k；Be表示噪声带宽；通常在290k条件下取得白噪声的典型值为-174dBm/Hz。

（2）散粒噪声

散粒噪声也称为量子噪声，是由光电效应中电子发射的随机性所引起的，它在光电转换过程中是无法避免的。散弹噪声可以表示为：

Nshot1qRpinBe

2(2-23)

式中q为电子电荷，R为探测器匹配电阻，为光电探测器的响应度，pin为输入光功率。

光电探测器的接收灵敏度受散粒噪声限制，若散粒噪声引起的噪声功率大于信号功率时，信号就会被噪声淹没而无法提取。

（3）相对强度噪声

由于受温度变化和内部自发辐射的影响，激光器输出光强会发生高频起伏，从而产生相对强度噪声（RIN）。其定义为：

PLRIN10lgPL22

(2-24)

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式中，PL为输出激光的强度起伏均方值，PL是激光器强度平均值。

目前激光器RIN的典型值为-150~-160dBc/Hz。在微波光子链路中，相对强度噪声能造成光电探测器输出电流的起伏，经过光电探测后的相对强度噪声可以表示为：

RIN1RIN1010(Pin)2RBe

42(2-25)

噪声系数是表示一个系统的SNR恶化情况的关键性指标。其定义为输入端SNR与输出端SNR的比值，通常以对数形式来描述：

SNRinNF10lgSNRoutsinnin10lgsoutnout

(2-26)

式中sin和nin分别为输入信号与输入噪声的功率，同理sout和nout则为输出信号与输出噪声的功率。

一般输入信号只有热噪声，因此ninkTBe。而输出噪声则为包含各种噪声的总和，因此NF也可以表示为：

snNF10lginoutkTBsoutnout10lg

gkTB(2-27)

对一个典型的光链路，热噪声是光链路噪声下限（进入PD光功率较低）。当进入PD的光功率逐渐增加时，散弹噪声和RIN噪声是光链路噪声的主要来源，此时总噪声随光功率增长速率介于一阶与二阶之间，RF功率增长速度快于总噪声，噪声系数随光功率增加而下降。尽可能的把噪声系数降低可以有效减小噪声对系统造成的影响。

2.4.3 无杂散动态范围

无杂散动态范围（SFDR）是衡量微波光子系统性能的重要参数，它与系统的噪声、增益以及非线性密切相关。

非线性失真亦称非线性畸变，表现为系统输出与输入信号不成线性关系。非线性失真通常由元器件的非线性特性所引起，非线性特性会使系统输出不想要的谐波分量，从而造成信号失真。设输入信号为fi，则经过非线性系统后的输出信号fo可以用输入信号fi的泰勒级数来表达：

foa0a1fia2fi2a3fi3 (2-28)

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式中a0、a1、a2、a3为泰勒系数。

在微波光子技术中，由于电光调制器以及光电探测器等器件都具有非线性特性。因此微波光子系统中也会有非线性分量的存在，如果这些非线性分量较大的话，将会严重影响系统的性能指标。设一个微波光子系统的输入表示为viVcosit，则将其输出代入式（2-28）可得：

voa0a1Vcosita2V2cos2ita3V3cos3itK

13(a0a2V2)(a1Va3V3)cosit2411a2V2cos2ita3V3cos3itK24 (2-29)

显而易见，输出信号中除了基波分量i，还存在2i、3i以及4i等谐波分量。对于一般的窄带应用，可以用滤波器将之滤除，但对于宽频应用，这些分量将会处于工作频带内，将无法对其进行滤除，从而影响信号质量。

非线性失真还会引起交调失真。交调失真是指信号的不同频率成分相互作用而引发的失真。一般用双音信号为例进行说明，假如输入信号有两个频率分量，为了计算方便，我们设定这两个分量的幅度相等，则双音信号的表达式为：

将其进行泰勒展开得：

fiV(cos1tcos2t) (2-30)

f0a0a1V(cos1tcos2t)a2V2(cos1tcos2t)2a3V3(cos1tcos2t)31122a0a1V(cos1tcos2t)a2V(1cos21t)a2V(1cos22t)22aV2cos()taV2cos()t2122123131a3V3(cos1tcos31t)a3V3(cos2tcos32t)4444333aV3costcos(2t)cos(2t)3212124423333aVcostcos(2t)cos(2t)312121442 (2-31)

式（2-31）结果显示输出信号的频率成分为：m1n2，m,n0,1,2,3为0的频率成分称为交调产物，mn则表示其阶数。

。其中除了基波分量（1和2），还有直流、各次高阶以及交调分量。我们把m,n均不

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在交调产物中，谐波强度随阶数增加而降低，因此一般只考虑二阶和三阶交调失真。另外21,21,221,212频率分量通常远离工作频带，可以利用滤波器将其滤除，所以分析时可以把它们忽略。而221,212的频率分量则离基波较近，甚至会落入到信号带宽内，不可用滤波器滤除，这些分量会对有用信号形成干扰，此现象被称为三阶交调失真。

图2.16 双音交调产物频谱图

小信号输入时，基波信号功率正比于输入信号功率，而三阶交调项功率的增量正比于输入信号功率增量的立方。但当输入信号功率大于某一值后，基波以及三阶交调功率变化曲线将发生弯曲。其中用三阶截止点（IP3）来表示链路输入功率的最大值。如下图所示：

图2.17 三阶截止点示意图

在了解微波光子系统噪声以及非线性畸变之后，我们对系统的SFDR进行介绍。SFDR是指使交调畸变小于链路噪声时，系统输出功率的上限与可检测信号功率的下限之间的比值。n阶SFDR（SFDRn）的下限取决于噪声系数，上限取决于n截止点（IIPn），其表达式如下：

SFDRn(Hz(n1)nIIPn)NFkT24

(n1)n (2-32)

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式中，IIPn为输入n阶截止点的功率，NF为系统的噪声系数，k为波尔兹曼常数，T为系统温度。

当n=2时，即为二阶SFDR即：

SFDR2(Hz1/2)(IIP21/2)

NFKT(2-33)

当n=3时，即为三阶SFDR即：

SFDR3(Hz2/3)(IIP3)2/3

NFKT(2-34)

在一般的通信链路中，通常比较关心三阶SFDR。并且通常用对数形式表示，即：

SFDR3(dBHz)232IIP3NFkT

3(2-35)

下图形象的展示了SFDR3。它的大小很大程度上决定了微波光子变频系统性能的好坏，优化微波光子混频系统动态范围，一般从降低噪声系数、线性优化两个方面开展研究。因此目前商用的微波光子链路模块，一般通过采用高性能的激光器和探测器等来降低噪声功率以改善系统动态范围。

图2.18 SFDR3示意图

2.5

本章小结

本章在第一节首先介绍了微波光子变频系统中的几个重要器件，即光源、电光调制器以及光电探测器。并且从理论上分析了它们的工作原理；在第一节中介绍的器件25

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理论的基础上，本章第二节对三种常用的调制方式，即DSB调制、SSB调制以及OCS-DSB调制进行了理论推导以及软件仿真；最后，本章第三节对微波光子变频系统的几个关键性指标进行了说明，即变频增益、噪声系数以及SFDR。这些构成了微波光子变频技术的理论基础，为本文进一步的研究提供了很好的支持。26

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第三章几种典型的基于外调制技术的变频方案分析

微波光子变频技术主要有直接调制法以及外调制法。相比直接调制法，外调制法具有结构灵活，工作带宽大以及稳定性高等优点，另外基于外调制的变频技术还能与倍频、线性优化以及功率补偿等技术相结合，从而提高变频系统的适用性。因此本章主要分析几个典型的基于外调制技术的变频方案。

3.1

基于级联IM的变频方案

图3.1 基于级联强度调制器变频方案结构框图

如图3.1所示，强度调制器级联变频方案由Gopalakrishnan G K等人提出。该方案中，激光器的输出首先接到第一个强度调制器（IM1），由RF信号对该路光信号进行调制，接着IM1的输出接入到IM2的输入，并由LO信号对IM1输出的光信号进行调制，最后经过PD拍频得到所需的中频信号。其中IM1和IM2均工作在正交点，也就是VDC1VDC2V2。

设激光器的输出为：Ein(t)E0exp(jct)，其在IM1处被RF信号所调制，因此代入式（2-7）可得到IM1的输出光信号表达式为：

EIM1(t)Ein(t)cos(VRFcosRFt2V)

4(3-1)

式中VRFcosRFt表示幅度和角频率分别为VRF和RF的射频信号。

对其进行贝塞尔展开，并令mRFVRF2V可得：

nJ(m)2(1)J(m)cos(2nt)2nRFRF0RF2n1EIM1(t)Ein(t)22(1)nJ(m)cos[(2n1)t]

2n1RFRFn1 (3-2)

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在实际应用中，射频信号一般为小信号，因此可以将上式中的高阶项忽略：

EIM1(t)2Ein(t)J0(mRF)2J1(mRF)cos(RFt)

2(3-3)

IM1输出的光信号在IM2处被LO信号调制，IM2的输出可表示为：

EIM2(t)

VcosLOt2Ein(t)J0(mRF)2J1(mRF)cos(RFt)cos(LO)22V4Ein(t)J0(mRF)2J1(mRF)cos(RFt)2nJ(m)2(1)J(m)cos(2nt)2nLOLO0LOn12(1)nJ(m)cos[(2n1)t]2n1LOLOn1 (3-4)

式中VLOcosLOt表示幅度和角频率分别为VLO和LO的本振信号，mLOVLO2V。

将IM2的输出进行贝塞尔展开后可以看出，若LO信号太大的话会使光信号的频谱结构变得复杂，使拍频后的杂波较多，因此该方案中的RF信号和LO信号都不能过大。

利用VPI仿真软件可以对该方案进行仿真，主要参数如下：激光器输出功率10mW；强度调制器半波电压3.5V，插损4dB；光电探测器响应度1A/W；射频信号幅度0.1V，频率10GHz；本振信号幅度0.3V，频率8GHz。仿真结果如下：

（a）IM输出光谱图（b）PD输出电谱图

图3.2 基于级联IM变频方案仿真结果图

上图分别为级联IM变频方案的光谱图以及电谱图。因为RF信号较小只有0.1V，28

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因此IM1的输出信号中可忽略2阶及以上边带，只留下正负1阶边带。而LO信号比RF信号稍大，经过IM2后除了光载波外主要的频率分量有：RF1、LO1、RF1LO1以及RF1LO1。经过拍频后可得到角频率为：RF、LO、RFLO以及RFLO的信号。

该方案中，若RF信号或LO信号功率过大，光电探测器所拍出来的电信号的杂波成分将会很多，并且由于光载波的存在，不能用EDFA将光信号中的有用边带放大太多，因此该方案所得到的中频信号功率较小、变频效率较低。

3.2

基于DDMZM的变频方案

图3.3 基于DDMZM变频方案结构图

该方案于1993年被提出来[34]。方案中激光器输出的连续光信号首先输入到DDMZM中，在DDMZM的上臂加载RF信号，下臂加载LO信号，并合理调整偏压，使光载波得到抑制，经过EDFA后利用PD对光信号进行拍频得到所需的中频信号。相比级联强度调制器的变频方案，该方案具有结构简单、链路损耗小以及变频效率高等优点，并且由于DDMZM只有一个直流偏置，因此对其进行偏压控制较为简单。下面对该方案进行理论分析与仿真验证。

设激光器的输出信号为：Ein(t)E0exp(jct)，DDMZM上臂加载RF信号和直流偏置后的光信号可以表示为：

Eup(t)Ein(t)2ejmRFcosRFtej (3-5)

其中mRFVRFV，VDCV。

同理DDMZM下臂加载LO信号后的光信号可以表示为：

Elow(t)Ein(t)2ejmLOcosLOt (3-6)

经过Y型波导合路后DDMZM的输出为：

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Eout(t)

1Eup(t)Elow(t)2

Ein(t)jjnLOtjnRFtnne(j)J(m)e(j)J(m)enRFnLO2nn(3-7)

忽略高次项可得：

jEin(t)eJ0(mRF)J0(mLO)Eout(t)

j22jeJ0(mRF)cosRFt2jJ0(mLO)cosLOt(3-8)

可以看出，通过调节直流偏置可以使得ejJ0(mRF)J0(mLO)0，也就是上下臂的光载波信号相互抵消。经过PD拍频后得到电信号为：

J0(mRF)J0(mLO)coscos(LORFt)cos(LORFt)I(t)GE02 (3-9)

222J0(mRF)cosRFtJ0(mLO)cosLOt22其中为光电探测器的响应度，G为EDFA的增益。

利用VPI仿真软件可以对上述方案进行仿真，主要参数如下：激光器输出功率10mW；双电极调制器半波电压3.5V，插损4dB；光电探测器响应度1A/W；射频信号幅度0.1V，频率15GHz；本振信号幅度0.1V，频率10GHz。仿真结果如下：

（a）DPMZM输出光谱图（b）PD输出电谱图

图3.4 基于DDMZM变频方案仿真结果图

上图分别为DDMZM变频方案的光谱图以及电谱图。因为RF信号和LO信号都较小只有0.1V，因此DDMZM的输出信号中可忽略2阶及以上边带，只留下正负1阶边带。通过设置DDMZM的直流偏置为V，则光载波会得到抑制。因此DDMZM输出的主要频率分量有：RF1以及LO1。经过拍频后可得到角频率为：2RF、2LO、30

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RFLO以及RFLO的信号。

在本方案中，所需的中频信号来自于RF信号的一阶边带以及LO信号的一阶边带的拍频。MZM输出的光载波对于变频是没有作用的，因此可以通过抵消光载波之后利用EDFA将1阶边带信号放大的方式来提高变频系统的变频效率。因为PD能够接收的光功率存在上限，如果在没有抵消光载波的情况下利用EDFA对光信号进行放大，则大部分功率都浪费在了无用的光载波上，而有用的边带信号功率依然较小。因此通过先光载波抑制得越彻底，经过EDFA后分配到有用边带的功率也就越大，变频效率自然得到提高。

3.3

基于DPMZM的变频方案

由于DPMZM结构较为灵活，因此基于DPMZM的变频方案也相对较多，这里将介绍三个基于DPMZM的典型变频方案。即免滤波器变频方案、本振二次谐波变频方案以及抑制功率周期性衰落方案。

3.3.1 免滤波器变频方案

上面介绍的两个变频方案中，最后得到的电信号都含有多个频率分量，包含RF信号和LO信号的本身，以及它们的和频、差频，因此实际使用中仍需要使用电滤波器将所需的中频分量滤出。而下面介绍的变频方案中，由于实现对RF信号以及LO信号的SSB调制，最终得到的电信号只含有单一的频率分量，即RF信号和LO信号的和频或差频，因此无须额外的电滤波器。

图3.5 免滤波器变频方案结构图

如上图所示，该方案的使用了一个90°混合耦合器，混合耦合器将输入的RF信号以及LO信号均分为两路，这两路信号相位差为90°。两路输出信号分别输入到DPMZM的上下两个子调制器，并且两个子调制器均工作在最小点，主调制器工作在正交点。这样DPMZM输出信号的光谱中只有LO信号的负一阶边带以及RF信号的31

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正一阶边带，经过PD拍频后只有LO信号和RF信号的和频。该方案最后得到的电谱非常纯净，无需额外的电滤波器来滤除无用的杂波。

对于LO信号，在90°混合耦合器被均分为两路，下路相对上路有90°相移。只受LO信号调制时DPMZM的输出为：

Ein(t)VLOcosLOtVLOsinLOtj2ELO(t)cos()cos()e2V22V22

n(1)J(m)cos[(2n1)t]2n1LOLOEin(t)n12jJ2n1(mLO)[sin(2n1)LOt]n12Ein(t)J1(mLO)cosLOtjJ1(mLO)sinLOt (3-10)

同理，只受RF信号调制时DPMZM的输出为：

Ein(t)VLOcosRFtjVRFsinRFt2ERF(t)cos()cos()e2V22V22

J(m)[sin(2n1)t]2n1RFRFEin(t)n12j(1)nJ2n1(mRF)cos[(2n1)RFt]n1E(t)inJ1(mRF)ejRFt2 (3-11)

合并得：

Eout(t)Ein(t)jLOtJ(m)eJ(mRF)ejRFtLO

2(3-12)

由上式可知，DPMZM输出光谱中只含LO信号的负一阶边带以及RF信号的正一阶边带，而且没有光载波。因此PD拍频后的交流分量只有LORF，使用时无需额外的滤波器。并且由于抵消了光载波，也可以得到较高的变频效率。另外，若将RF信号和LO信号输入到90°混合耦合器的同一个输入端，则可以得到两个信号的差频。

利用VPI仿真软件可以对上述方案进行仿真，主要参数如下：激光器输出功率10mW；DPMZM半波电压3.5V，插损6dB；光电探测器响应度1A/W；射频信号幅度0.1V，频率5GHz；本振信号幅度0.1V，频率10GHz。仿真结果如下：

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（a）DPMZM输出光谱图（b）PD输出电谱图

图3.6 免滤波器变频方案仿真结果图

图3.6（a）为DPMZM的输出光谱图，可以看到光谱中主要有RF信号的正一阶边带以及LO信号的负一阶带。图3.6（b）为PD输出的电谱图，可以看到PD拍频后得到的信号中交流频率分量为RFLO的中频信号。

3.3.2 本振二次谐波变频方案

随着目前电子系统工作频率的提高，使用传统变频方法的话对本振信号的频率要求也越来越高。而另一种选择是谐波变频，谐波变频是利用变频器件的非线性特性，使本振信号产生高次谐波分量与射频信号进行变频（即将本振信号进行倍频后再变频）。下面将介绍一种谐波变频方案，其利用LO信号的二次谐波和RF信号相拍频，这样能够有效降低系统对LO信号的频率要求。

图3.7 本振二次谐波变频方案结构图

如上图所示，该方案中RF信号输入到MZM1，MZM1输出光载波以及RF信号的正负一阶边带。LO信号输入到MZM2，并且工作在最大点，MZM2输出光载波以及LO信号的正负二阶边带。通过合理调整MZM1以及MZM3的直流偏置，可使得33

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光载波得到抑制。经过PD拍频可得到RF信号与2倍LO信号的和频以及差频。

RF信号输入到MZM1，并调整直流偏置为Vdc1，则MZM1的输出为：

EMZM1(t)

Ein(t)exp(jmRFcosRFtj1)exp(jmRFcosRFtj1)2222 (3-13)

1Ein(t)J0(mRF)cos12sin1J1(mRF)cosRFt2221式中mRFVRF(2V)，VDC1V。

LO信号输入到MZM2，并调整直流偏置为0，则MZM2的输出为：

EMZM1(t)

1221Ein(t)J0(mLO)2J2(mLO)cos2t2Ein(t)exp(jmLOcosLOt)exp(jmLOcosLOt) (3-14)

式中mLOVLO(2V)。

MZM3直流偏置为VDC3，令3VDC3V，则当J0(mRF)cosDPMZM输出信号的光载波得到抑制：

EoutEin(t)sin1J1(mRF)cosRFtJ2(mLO)ej3cosLOt

212J0(mLO)ej30时，(3-15)

利用VPI仿真软件可以对上述方案进行仿真，主要参数如下：激光器输出功率10mW；DPMZM半波电压3.5V，插损6dB；光电探测器响应度1A/W；射频信号幅度0.1V，频率8GHz；本振信号幅度1.25V，频率1GHz。仿真结果如下：

（a）DPMZM输出光谱图（b） PD输出电谱图

图3.8 本振二次谐波变频方案仿真结果图

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图3.8（a）为DPMZM的输出光谱图，可以看到光谱中主要有RF信号的正负一阶边带以及LO信号的正负二阶边带。图3.8（b）为PD输出的电谱图，可以看到PD拍频后得到频率分量为RF2LO的中频信号。

3.3.3 抑制功率周期性衰落变频方案

光纤色散会引起信号相位的变化，而在DSB调制中，1阶边带与光载波相拍频都可得到射频分量，这两个射频分量会叠加在一起，其幅度大小就会随它们之间的相位差而发生变化，当相位差为180°时，则射频分量被相互抵消。此周期性衰落效应严重影响了接收机接收性能。同样在微波光子变频系统中，如果RF信号的LO信号都采用DSB调制，则也会存在功率周期性衰落问题，下面是一个通过LO信号的SSB调制来避免功率周期性衰落的变频方案。

图3.9 抑制周期性功率衰落变频方案结构图

如上图所示，该方案中RF信号输入到MZM1，并设置直流偏置为VDC1，MZM1的输出光谱主要有光载波以及RF信号的正负一阶边带。LO信号分为两路，分别输出到MZM2的上下臂，两路信号相位差为90°，设置直流偏置为V2，则MZM2的输出光谱主要有光载波以及LO信号的负一阶边带。通过合理设置VDC3，使光载波得到抑制，这样DPMZM的输出光谱中只含有RF信号的正负一阶边带以及LO信号的负一阶边带，能避免信号在光纤传输中的功率周期性衰落问题，同时具有较高的变频效率。

RF信号输入到MZM1，并调整直流偏置为VDC1，则MZM1的输出为：

EMZM1(t)

2Ein(t)exp(jmRFcosRFtj1)exp(jmRFcosRFtj1)2222Ein(t)J0(mRF)cos12sin1J1(mRF)cosRFt22 (3-16)

式中mRFVRF(2V)，VDC1V。

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LO信号输入到MZM2，并调整直流偏置为V2，则MZM2的输出为：

EMZM2(t)2Ein(t)exp(jmLOcosLOt)exp(jmLOsinLOtj)22 (3-17)

jLOt2Ein(t)(1j)J(m)2jJ(m)e0LO1LOVDPMZM输出信号的光载波得到抑制：

EoutMZM3直流偏置为VDC3，3VDC3，当J0(mRF)cos12(1j)J0(mLO)ej30时，

2j3E(t)E(t)eMZM1MZM22

Ein(t)2sin1J1(mRF)cosRFt2jJ1(mLO)ejLOtej32(3-18)

利用VPI仿真软件可以对上述方案进行仿真，主要参数如下：激光器输出功率10mW；DPMZM半波电压3.5V，插损6dB；光电探测器响应度1A/W；射频信号幅度0.1V，频率12GHz；本振信号幅度0.1V，频率5GHz。仿真结果如下：

（a）DPMZM输出光谱图（b）中频信号功率

图3.10 抑制功率周期性衰落变频方案仿真结果图

图3.10（a）为DPMZM的输出光谱图，光谱成分为LO信号的负一阶边带以及RF信号的正负一阶边带。图3.10（b）中有两条曲线，DSB mode曲线为对LO信号作双边带调制时所得中频信号功率随光纤长度变化曲线，因为当LO信号为双边带调制时由于光纤色散，从而导致中频存在着周期性功率衰落问题。SSB mode曲线为对LO信号作单边带调制时所得中频信号功率随光纤长度变化曲线，可以看出随着光纤长度的变化，中频信号的功率基本保持不变。

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3.4

基于IM和DPMZM级联的变频方案

如第二章所述，由于电光调制器以及PD的非线性特性，微波光子链路会产生非线性成分，当输入信号为宽频信号时，PD端的输出会包含三阶交调分量，并且难以用滤波器滤除，从而影响通信质量。下面介绍一个基于IM和DPMZM级联的变频方案，在实现变频的同时，抑制输出端的三阶交调，从而提高了系统的无杂散动态范围。

图3.11 基于IM和DPMZM级联的变频方案结构图

如上图所示，该方案采用一个IM和DPMZM级联的结构。首先将激光器的输出接入到IM的输入端，输入LO信号并使IM工作在最小点，即对LO信号进行抑制载波双边带调制，IM的输出信号只有LO信号的1阶边带。IM的输出接入到DPMZM，RF信号输入到DPMZM的上子MZM，而下子MZM则空载，合理调整DPMZM的三个直流偏置，即可达到抑制交调分量的目的。

激光器的输出表示为：Ein(t)E0exp(jct)，LO信号输入到IM，并调整直流偏置为V，则IM的输出为：

EIM(t)Ein(t)VLOcosLOtVLOsinLOtcos()cos()2V22V2 (3-19)

22Ein(t)J1(mLO)cos(LOt)IM的输出连接DPMZM的输入，RF信号加载到DPMZM的上子MZM，并将DPMZM的下子MZM空载，则DPMZM的输出为：

EDPMZM(t)EIM(t)(t)[cos1ej32cos2ej32]

222(3-20)

其中1(t)[VVRF(t)]V，2VDC2V，3VDC3V。

DPMZM的输出经过EDFA放大后进入PD进行拍频，可得PD的输出为：

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EIM(t)2(t)(t)IPD(t)G[cos21cos222cos2cos1cos3]422222 (3-21)

21(t)2EIM(t)G[2cos1(t)cos24coscoscos3]8222假设RF信号包含两个频率分量1和2，由于我们关注的是基频分量和三阶交调，对上式进行贝塞展开可得：

EIM(t)201[cos1tcos2tIPD(t)G3[cos(21t2t)coscos(22t1t)42 (3-22)

其中1和3分别为基频和三阶交调分量的系数，具体为：

1sin1J0(mRF)J1(mRF)4sinmRFm)J1(RF)2222

1mRFmRF23sin1J1(mRF)J2(mRF)4sincoscos3J1()J2()2222coscos3J0(12(3-23)

上式中3的第一项为RF信号1阶边带和2阶边带拍频所得，第二项为RF信号3阶边带与载波拍频所得，将上式进行级数展开并取前两项可得：

12ab3(8ab)mRFmRF3O(mRF3)4128

8ab5(32ab)3553mRFmRFO(mRF)12812288(3-24)

其中asin1，b4sin(12)cos(22)cos3。

当8ab0时，3的第一项为0，这将使三阶交调分量大大减小，8ab0可转化为：

4cos12cos22cos3 (3-25)

例如，为满足上式，可以使VDC10.866V，VDC20.32V，VDC30.9V。利用VPI仿真软件可以对该方案进行仿真，主要参数如下：激光器输出功率10mW；IM半波电压3.5V，插损4dB；DPMZM半波电压3.5V，插损6dB；光电探测器响应度1A/W；射频信号幅度0.1V，频率10GHz；本振信号幅度1.0V，频率4GHz。仿真结果如下：

图3.12为双音信号经下变频后的电谱图，其中（a）为未采用线性优化方法的结果图，三阶交调分量和基波分量相差48.6dB，（b）为采用线性优化后的结果图，三阶交调分量和基波分量相差62.7dB。可以看出，三阶交调得到了明显的抑制。

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（a）线性优化前（b）线性优化后

图3.12 线性优化结果图

图3.13为线性优化前后无杂散动态范围图，可以看出，经过线性优化后系统的SFDR从100.7dB∙Hz2/3提高到112.4dB∙Hz2/3。

（a）线性优化前（b）线性优化后

图3.13 线性优化前后SFDR图

3.5

本章小结

在第二章介绍微波光子变频技术关键器件的基础上，本章对目前的几种变频方案进行了介绍。包含基于级联IM的变频方案，基于DDMZM的变频方案、基于DPMZM的3种变频方案以及基于IM和DPMZM级联的变频方案。对这些方案进行了理论推导，分析其优缺点，并在VPI中对这些方案进行仿真验证。

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