2023年6月26日发(作者：)

第45卷 第

17期

电力系统保护与控制 Vol.45 No.17

2017年9月1日 Power System Protection and Control Sep. 1, 2017

DOI: 10.7667/PSPC161339

一种具有功率耦合电路的无电解电容LED驱动电源

章勇高，史献冰，高海文

(华东交通大学电气与自动化工程学院, 江西 南昌 330013)

摘要：为解决LED驱动电源寿命短的问题，提出一种PFC+Buck/Boost的无电解电容LED驱动电源方案。PFC采用常用的Boost型电路结构，控制方法采用简单的CRM控制方式，Buck-Boost双向变换器与LED负载并联，替代电解电容器实现电源交流输入侧和直流输出侧的瞬时功率不平衡的功率耦合功能。设计了PFC的CRM控制策略和双向变换器的固定占空比控制策略，建立了Saber仿真实验模型。仿真研究结果表明，该电路的功率因数达到0.9以上，输出电流和输出电压具有很好的稳定性。

关键词：LED；驱动电源；耦合电路；PFC

A non-electrolytic capacitors LED driver power supply with power coupling circuit

ZHANG Yonggao, SHI Xianbing, GAO Haiwen

(School of Electrical and Automation Engineering, East China Jiaotong University, Nanchang 330013, China)

Abstract: In order to solve the problem of short lifetime of LED driving power, a scheme for electrolytic capacitor-less

light emitting diode (LED) driving power based on power factor correction (PFC) combined with a Buck-Boost circuits is

proposed. The conventional Boost circuit and the CRM control method are adopted in PFC circuit. Besides, the

electrolytic capacitor is replaced by a Buck-Boost bi-directional converter in parallel with LED load to balance

instantaneous power between AC input and DC output. The Buck-Boost converter achieves the function of power

coupling. The fixed duty cycle control strategy is applied in Buck-Boost bi-directional converter, as well as the CRM

control method is adopted in PFC circuit. Finally, simulation models and experimental platform are established by Saber.

The experimental results are presented that the power factor of the circuit is more than 0.9 and the output-current and

output-voltage have a good stability.

This work is supported by National Natural Science Foundation of China (No. 51467006).

Key words: LED; driving circuit; power coupling circuit; PFC

0 引言

LED是一种节能环保的冷光源，具有发光效率高、寿命长、体积小、可靠性高的特点，必将取代传统含有汞金属的白炽灯，成为有着巨大潜力的战略性新兴产业。然而，LED照明需要适配的驱动电源，根据美国能源之星等标准，LED驱动电源功率因数须高于0.9[1]。常用LED驱动电源采用传统的两级APFC结构，即在前端整流级和后端负载之间加入DC-DC转换器，运用电压或电流反馈技术实现PFC，如图1所示[2]。

基金项目：国家自然科学基金项目(51467006)；江西省科技厅项目(20151BBE5011,20161BBH80032)

图1 传统LED驱动电路结构

Fig. 1 Traditional LED driving circuit structure

该电路中，交流输入电压和电流同相，输入瞬时功率中含有两倍工频脉动，而输出功率为恒定值，其大小与输入功率平均值相等。为了平衡交流输入功率和直流输出功率之间的脉动功率，通常在直流侧串联一个大容量的电解电容器。然而，相比半导 章勇高，等 一种具有功率耦合电路的无电解电容LED驱动电源 - 59 -

体器件持续工作超过50 000 h的平均寿命，电解电容器的平均寿命只有10 000 h左右，使得整个LED驱动系统的生命周期受到严重影响。

随着LED光源的普及，对不同的AC-DC无电解电容LED驱动电源的研究已经成为热点，从能量储存和供给的角度考虑，当前国内外减小或者去除电解电容的一般方法主要有增加电容电压纹波法、三次谐波注入法以及功率解耦法。

文献[3]通过增大电解电容的电压纹波，在相同的储存能力下可以减小电容容值，可用容值较小的聚酯薄膜电容或者瓷片电容代替电解电容。但是此方案必将会引起输出电压的大幅值的脉动，只实现了电流恒定，而电压没有恒定，因此适用于对输出电压没有恒定要求的负载。

文献[4]提出了在输入电流中注入3次谐波来减小输入功率脉动，通过一系列理论分析，推导了在满足功率因数0.9的条件下，储能电容容值减小到原来的65.6%，整个系统密度也增加了20%。但是，进一步减小电容容值需要增大注入3次谐波电流的幅值。而且，注入谐波幅值越大，功率因数越低。因此，该方案很难在功率因数和储能电容容值之间得到平衡，对于功率因数要求较高的场合并不太适应。

文献[5]提出向输出电流注入谐波以减小电容容值的方法。向输出电流注入谐波后，输入功率最大值时加大负载的能量消耗，在输出功率最小值时减小负载的能量消耗，从而减小输入和输出功率之间的能量差值。但是，该方案的输出脉动电流峰均比大，同时储能电容的电压纹波也将增大，如果采用传统的Boost电路进行功率因数校正，其输出电压(储能电容上的电压)小于输入电压时，该电源不能正常工作，功率因数将大大降低。

文献[6]提出了一种新型两级式LED驱动电源的拓扑结构，为了使输出电流和电容电压相互独立，该变换器采用峰值电流拓扑控制策略，能够自适应和跟踪电源中的开关频率，另外该拓扑的调光性能大幅提高，但是该变换器输出电流的纹波达到10%以上，而且需要PWM调光，造成负载极其不稳定。

文献[7-8]中采用的方案在减小储能电容容值的同时不同程度地牺牲了输出电压和输出电流的恒定。本文提出采用功率耦合电路替代电解电容，该电路采用双向变换器并联在储能电容两侧，以实现功率双向流动以及输出电流电压恒定。为克服双向变换器的控制难度大的问题，建立了无电解电容LED驱动控制模型，通过调节开关信号占空比使输出电压纹波最小，将输出脉动的功率转移至双向变换器输出侧，从而实现输出功率恒定，达到去除电解电容的目的，从而提高整个LED驱动系统的使用寿命。通过建立带有双向变换器的无电解电容LED驱动系统的Saber模型，开展仿真与实验研究，验证该方案的可行性。

1 电解电容器在LED驱动电源中的功率耦合关系

在交流供电模式下，LED驱动电源通常为AC-DC-DC的变换结构，如图1所示，图中Cb为大电解电容器。

理想情况下，设交流输入电压为

vin(t)Vmsin(t) (1)

式中：Vm为交流输入电压幅值；ω=2π/T为交流输入电压角频率，T为交流输入电压周期。假设功率因数PF等于1，则交流输入电流可表示为

iin(t)Imsin(t) (2)

式中，Im为交流输入电流幅值。由式(1)、式(2)可得输入瞬时功率为

11pin(t)vin(t)iin(t)VmImVmImcos(2t) (3)

22不考虑变换器的损耗，其平均输入功率Pin应该等于输出功率Po，则

1PinPoVmIm (4)

2根据LED驱动特性，驱动电源输出功率为一恒定值。由式(3)、式(4)可知，输出功率为输入瞬时功率的直流分量(即式(3)第一项)。而式(3)中的两倍频脉动功率由电解电容Cb承担，其输入电压、输入电流、输入功率和输出功率的理想波形如图2所示。

图2 输入电压、电流以及输入、输出功率关系

Fig. 2 Input voltage and input current and the relationship

between input power and output power

从图2中得知，在时间段[T/8 3T/8 ]内，PinPo，Cb放电。由于输入与输出的瞬时功率不一致，电解电容器担 - 60 -

电力系统保护与控制

负着能量缓冲的作用[9]。

2 PFC+buck-boost无电解电容LED驱动电源

所提出的无电解电容LED驱动电源在传统拓扑结构的基础上保留PFC结构，同时在直流输出端并联一功率耦合电路以吸收两倍频脉动功率，该功率解耦电路为一双向Buck/Boost变换器电路，如图3所示。

经S2，等效电路如图5(d)所示，此时iLs自0线性下降到iLsmin，电路工作在Buck模式。

图5 各种模态等效电路

Fig. 5 Equivalent circuit of operation mode

图3 带有功率耦合电路的无电解电容LED驱动电源

Fig. 3 Non-electrolytic capacitors LED driver circuit with

power coupling circuit

根据输出电容Cdc电压和电流可以计算出电容大小。

PCdc(t)vCdciCdcP0cos(2t) (5)

式中：vCdc是电容器两端的电压；iCdc是流过电容器的电流。由于电感电流平均值为零，因此输出电压平均值与双向变换器电容电压平均值相等，则电容电压可表示为

ˆ (6)

vCdcVdcv该Buck/Boost变换器可以实现能量双向流动，且没有电感电流断续工作状态，开关管S1和S2互补，PWM导通。根据电感电流工作状态，将工作过程分为4个工作模态，如图4所示，图4中iLsmax、iLsmin分别是电感Ls电流最大值、最小值。

[10-11]ˆ是电容Cdc电式中：Vdc为电容Cdc电压平均值；v压脉动量。根据电容电压与电流关系可得

ˆdviCdc(t)Cdc (7)

dt由式(5)可知，Cdc电压脉动为正弦波，设其表达式为

ˆVrsin(2t) (8)

vVr为双向变换器输出电压脉动最大值。综合式(7)和式(8)，得

iCdc(t)2VrCdccos(2t) (9)

由式(5)和式(9)可以得出

P0 (10)

Cdc2VrVdc假设电容Cdc电压纹波大小为ΔV，则式(10)可写成

P0 (11)

Cdc2πfVdcV式中，f为主电路频率。

由式(11)可知，电容容值与输出功率成正比，与电容纹波成反比。要使输出电压恒定，且电容容值足够小，必须使得输出电容纹波增大。

设纹波系数为r，则ΔV=rVdc，电容储存能量表

图4 Buck/Boost电感电流波形图

Fig. 4 Buck/Boost inductor current waveform

模态1：[0 T/8]，S1导通，S2关断，D1、Ls续流，等效电路如图5(a)所示，此时iLs自iLsmin线性上升到0，电路工作在Buck模式。

模态2：[T/8 T/4]，S1导通，S2关断，电流流过S1，等效电路如图5(b)所示，此时iLs自0线性上升到iLsmax，电路工作在Boost模式，电感开始充电，电压升高。

模态3：[T/4 3T/8]，S1关断，S2导通，D2、Ls续流，等效电路如图5(c)所示，此时iLs自iLsmax下降到0，电路工作在Boost模式，电感释放能量给Cdc。

模态4：[3T/8 T/2]，S1关断，S2导通，电流流 章勇高，等 一种具有功率耦合电路的无电解电容LED驱动电源 - 61 -

达式如式(12)。

WC1P0 (12)

r4πf根据图4所示，输入功率波形积分可得脉冲能量用公式为

PPWS00 (13)

2πf则纹波系数r=0.5。输出功率100 W电容电压纹波与容值的关系如表1所示。

表1 输出电压纹波与电容对应值

Table 1 Output voltage ripple and capacitance values

电容纹波V/V

电容值Cdc/F

200

19.9

400

9.95

600

6.63

即可实现PFC[13]。

3.2 双向变换器固定占空比控制策略

传统的双向变换器采用双闭环控制策略，需要对基准电流采样，基准电流采样复杂，在实际工程中并不简单。而固定占空比控制相对比较稳定，只需要计算出占空比大小，对其中一开关占空比控制即可，控制十分简单方便[14]。

图7 Buck-Boost电路

Fig. 7

Buck-Boost circuit

根据表1可知，在能量守恒的情况下，通过控制使输出端脉动的能量转移至双向变换器输出端。要使电容Cdc足够小，只能通过牺牲电容纹波的方法来实现，即电容纹波足够大。综合表1，Cdc应使用电容耐压高、高频特性好、寿命长和体积小的瓷片电容和薄膜电容。

双向变换器Buck/Boost电路如图7所示，设固定占空比为D，根据双向变换器Boost模式输入输出电压关系，可得输出电压表达式为

vCdc(t)V0V0 (14)

1D3 无电解电容驱动电源控制策略

3.1 PFC控制策略

前级PFC常用的控制方法有电流峰值控制法、电流滞环控制法和平均电流控制法[12]。本文选用的控制方法相对较简单，即外部元器件较少的平均电流控制法，并且使其工作在临界导通(Critical

Conduction Mode, CRM)模式，可实现功率开关管的零电流导通，降低通态损耗，且不存在二极管反向恢复问题，其工作波形如图6所示。

式中，V0为双向变换器输入电压脉动量，其输出恒定电压和脉动电压分别为

VVCdc0 (15)

1DV0 (16)

1D当变换器工作在Boost模式下，根据Boost等效电路，如图5(c)所示，电感电压为

DVLs(t)VCdc(t)V0(t)V0(t) (17)

1D联立式(6)、式(8)、式(16)、式(17)可得电感电流为

D(18)

iLs(t)2LsVrcos(2t)1D

同理在Buck模式下电感电流表达式同Boost一样。由此输出电容的脉动功率为

PC(t)V0iLsP0cos(2t) (19)

D(2LsVrV0P0)cos(2t)1D根据式(10)、式(18)和式(19)，可得输出电压脉动为

P0Vr (20)

Dtan(2t)(2Cdc2Ls)V0

1DRVCdc

图6 CRM模式时半个工频周期内电感电流

和开关管的驱动波形

Fig. 6 Drive waveform and inductor current within half

frequency cycle when CRM

CRM Boost PFC变换器的基本特性：开关管的开关频率是变化的，导通时间是固定的；高频变化的电感电流的峰值包络线是呈两倍于电网频率正弦变化的，从而实现了输入电流与电网电压同频同相， - 62 -

电力系统保护与控制

(21)

D(2Cdc2Ls)(V0Vr)1D由式(21)可知，在占空比固定的情况下，输出电压脉动与输出电阻成反比，与此同时，电感Ls和电容Cdc都会影响输出电压脉动。由此可推出输出电压分别对电感Ls和电容Cdc的导数表达式。

V2VrV02D2dvR1D (22)

dLs(vv)(2CD2L)0rdcs1DV022dvR (23)

dCdc(vv)(2CD2L)0rdcs1D由式(22)、式(23)可知，输出电压脉动与电感Ls和电容Cdc均成反比。当占空比等于1/2时，电压脉动变换速度与电感Ls和电容Cdc相同，当占空比大于1/2时，输出电压脉动受电感Ls和电容Cdc的影响很小。由于硬件电路中电容和电感很难改变，为了使输出电压受影响最小，占空比应尽量大于1/2。在电感和电容不变时，为进一步得出输出电压脉动与占空比的关系，对占空比D求导数。

V022LsRdv (24)

dD(2CD2L)2(VV)(1D)2dcs0r1D从式(24)可知，在电感Ls和电容Cdc不变的情况下，当D>1/2时，且占空比接近于1时，输出电压纹波接近于零。由式(23)可知，当占空比为1时，双向变换器两端没有加入电压反馈，输出电压无限大，这样明显加大了电路器件的应力。同时，综合输出电压纹波和输出负载的关系，由式(21)可知，输出电阻R与输出电压纹波成反比，输出电压纹波与占空比D、输出负载两者关系曲线如图8所示。因此，不能为了追求输出纹波而一味地加大占空比D。

根据以上理论推导与分析，在占空比大于1/2时，输出电压纹波受电感Ls和电容Cdc的影响很小，又因为输出负载和输出电压纹波成正比，当输出负载加重时，输出纹波也加大，同时输出电压纹波和占空比D成正比，因此，在不考虑Ls、Cdc的情况下，根据负载的轻重，调节占空比D能较好地调节输出电压纹波，在对输出电压纹波要求不是特别高的场合下，可以直接采用固定占空比控制的策略来解决消除电解电容纹波加大的问题[15]。

V02R

图8 输出电压纹波与占空比D和输出负载R的变化

Fig. 8 Output voltage ripple and duty cycle D

and output load R changes

4 仿真验证

为了验证所提出的用耦合电路替代电解电容的正确性，采用Saber2007软件对用功率耦合电路Buck/Boost替代电解电容的驱动电路进行仿真分析。主要仿真参数如表2，总电路框图如图9。

表2 仿真参数

Table 2 Simulation parameters

Vin

220 V

f

50 Hz

L

220 H

Cb

20 F

V0

400 V

Cdc

10 F

LS

0.8 mH

图9 电路总框图

Fig. 9 Overall block diagram of a circuit

图中，PFC电路开关频率为100 kHz，开关管为IRF840，Buck/Boost电路开关频率为50 kHz，开关管为IRFP460，并设置死区时间为2 μs，开环控制芯片采用SG3525发出脉冲，CD4011控制死区时间。由于Buck/Boost浮地驱动，故采用IR2110以抬高驱动电压。

理论上，占空比大于0.5，输出负载较小的时候，输出电压纹波较小。本文分别研究占空比D=0.7和D=0.5时电路的输入电压、输入电流和输出电压，仿真波形分别如图10和图11所示。当占空比为最小极限0.5时，输出电压纹波为12 V，此时输出电压平均值为400 V，纹波控制在3%内，能够满足大多数负载设备要求。为了更进一步体现占空比加大 章勇高，等 一种具有功率耦合电路的无电解电容LED驱动电源 - 63 -

输出电压纹波减小，当D=0.7时，输出电压纹波减小至10 V，占空比为0.8、0.9时，输出电压纹波一定在10 V之内。

解电容，使输出脉动能量转移至耦合电路。并对双向变换器进行稳态分析，经过一系列推导得出，在牺牲纹波的情况下，可使电容足够小，用寿命较长的薄膜电容替代电解电容。同时对双向变换器控制策略进行分析，克服传统的双闭环控制的不足，采用较为简便的固定占空比控制策略，使得Buck/Boost控制电路十分简单，并且满足驱动电源功率因数大于0.9，输出电压纹波在可控制范围内。但也客观地存在一些问题，采用固定占空比控制时，随着占空比的加大，虽然能更加充分地补偿输出电压纹波，但是占空比越大双向变换器两端电压也越高，器件的应力也越大，对系统造成不稳定[16]。

参考文献

[1] 肖辉乾, 赵建平. 中国城市照明发展与照明节能对策[J]. 建设科技, 2009, 7(18): 22-27.

XIAO Huiqian, ZHAO Jianping. Development of chinese

urban lighting and energy-saving countermeasures[J].

Construction Science and Technology, 2009, 7(18):

22-27.

[2] 廖志凌, 阮新波. 半导体照明工程的现状与发展趋势[J]. 电工技术学报, 2006, 21(9): 106-111.

LIAO Zhiling, RUAN Xinbo. Present status and

development trend of semiconductor lighting[J].

Transactions of China Electrotechnical Society, 2006,

21(9): 106-111.

[3] ZUMEL P, FERNANDEZ C, SANZ M, et al. HBLED

driving strategy with reduced storage capacitor based on

load modularization[C] // Twenty-Sixth Annual IEEE

Applied Power Electronics Conference, 2011: IEEE,

2011: 728-734.

[4] GU Linlin, RUAN Xinbo, YAO Kai, et al. A harmonic

current injection to reduce storage capacitance[J].

Transactions of China Electrotechnical Society, 2010,

25(5): 142-148.

[5] 张洁, 张方华, 倪建军. 一种减小储能电容容值的LED驱动器[J]. 电源学报, 2013, 11(2): 36-39, 45.

ZHANG Jie, ZHANG Fanghua, NI Jianjun. An LED

driver to reduce storage capacitance[J]. Journal of Power

Supply, 2013, 11(2): 36-39, 45.

[6] GARCIA J, CALLEJA A J, COROMINAS E L, et al.

Electronic driver without electrolytic capacitor for

dimming high brightness LEDs[C] // Industrial

Electronics, 2009. IECON '09. 35th Annual Conference

of IEEE, Porto, 2009: 3518-3523.

[7] LOO K H, LAI Y M, TAN S C, et al. On the color

stability of phosphor-converted white LEDs under DC,

PWM, and bilevel drive[J]. IEEE Transactions on Power

图10 占空比为0.5时的输入电压和输入电流以及

输出电压波形图 (功率因数PF=0.9986)

Fig. 10 Input voltage and input current and the output voltage

waveform when D=0.5 (PF=0.9986)

图11 占空比为0.7时的输入电压和输入电流以及

输出电压波形图 (功率因数PF=0.9962)

Fig. 11 Input voltage and input current and the output voltage

waveform when D=0.7 (PF=0.9962)

由于传统的Boost电路功率因数校正可得到较高的功率因数，此外储能电容和双向变换器电感组成LC电路抑制部分谐波，因此该变换器功率因数始终能保持在0.9以上。同时，由于该变换器是单级电路，相比前级PFC加DC-DC两级电路，效率要高很多。因此，从功率因数和效率的角度考虑，加入功率耦合电路替代电解电容是较为理想的方案。

5 结论

本文提出采用功率耦合电路Buck/Boost替代电 - 64 -

电力系统保护与控制

Electronics, 2012, 27(2): 974-984.

[8] ARIAS M, LAMAR D G, SEBASTIAN J, et al. High

efficiency LED driver without electrolytic capacitor for

street lighting[J]. IEEE Transactions on Industry

Applications, 2012, 49(1): 1224-1231.

[9] KIM T, RYLANDER M, POWERS E J, et al. LED lamp

flicker caused by inter harmonics[C] // Conference

Record-IEEE Instrumentation & Measurement

Technology Conference, 2008: 1920-1925.

[10] 卢闻州, 周克亮, 程明, 等. PWM并网变换器多内模并联结构重复控制策略[J]. 电力系统保护与控制,

2016, 44(15): 39-47.

LU Wenzhou, ZHOU Keliang, CHENG Ming, et al.

Parallel structure repetitive controller for PWM grid-

connected converters[J]. Power System Protection and

Control, 2016, 44(15): 39-47.

[11] GUO Wenming, MU Longhua. Control principles of

micro-source inverters used in microgrid[J]. Protection

and Control of Modern Power Systems, 2016, 1: 7pp.

DOI 10.1186/s41601-016-0019-8

[12] 罗宇强, 谭建成, 董国庆. 级联式光伏电站直流并网拓扑及其控制策略[J]. 电力系统保护与控制, 2016,

44(13): 14-19.

LUO Yuqiang, TAN Jiancheng, DONG Guoqing.

Topology of direct-current connecting cascaded photo-

voltaic power station to power grid and its control

strategy[J]. Power System Protection and Control, 2016,

44(13): 14-19.

[13] 吴俊明, 杨洪明, 杨鑫, 等. 考虑通信时滞和噪声的LED灯参与微电网调频的研究[J]. 电力系统保护与控制, 2015, 43(8): 49-57.

WU Junming, YANG Hongming, YANG Xin, et al. A

survey on LED lamps participating in frequency

regulation of microgrid considering communication delay

and noise[J]. Power System Protection and Control, 2015,

43(8): 49-57.

[14] 汪飞, 钟元旭, 阮毅. AC-DC LED驱动电源消除电解电容技术综述[J]. 电工技术学报, 2015, 30(8): 176-185.

WANG Fei, ZHONG Yuanxu, RUAN Yi. A review of

eliminatting electrolytic capacitor in AC-DC

light-emitting diode drivers[J]. Transactions of China

Electrotechnical Society, 2015, 30(8): 176-185.

[15] 汪飞, 钟元旭, 李林, 等. 基于集成三端口变换器的无电解电容LED驱动[J]. 电工技术学报, 2016, 31(23):

189-198.

WANG Fei, ZHONG Yuanxu, LI Lin, et al. An

electrolytic capacitor-less LED driver based on an

integrated three-port converter[J]. Transactions of China

Electrotechnical Society, 2016, 31(23): 189-198.

[16] 张舒怡, 齐飞. 双馈风力发电系统柔性并网控制策略研究[J]. 陕西电力, 2015, 43(9): 5-9.

ZHANG Shuyi, QI Fei. Flexible grid-connection control

strategy for doubly-fed wind power generation system[J].

Shaanxi Electric Power, 2015, 43(9): 5-9.

收稿日期：2016-08-18； 修回日期：2016-11-06

作者简介：

章勇高(1975—)，男，通信作者，博士，副教授，硕士生导师，研究方向为LED电源，光伏微逆变器；E-mail:

*****************史献冰(1991—)，男，硕士，研究方向为LED电源。E-mail:****************

(编辑 魏小丽)