2024年4月28日发(作者：)

第 48 卷 第 12 期

2022 年 12 月

工　矿　自　动　化

Journal of Mine Automation

Vol.48 No.12

Dec. 2022

实验研究

文章编号：1671−251X（2022）12−0129−09DOI：10.13272/.1671-251x.17884

矿用变频器IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法

王越

1，2

， 史晗

1，2

， 荣相

1，2

， 蒋德智

1，2

（1. 中煤科工集团常州研究院有限公司，江苏 常州　213015；

2. 天地（常州）自动化股份有限公司，江苏 常州　213015）

摘要：目前常用优化母排结构参数、改变栅极驱动电阻、设计吸收电路等方法抑制因杂散电感引起的矿用变

频器中绝缘栅双极型晶体管（IGBT）尖峰电压，但现有研究未揭示各方法之间的协调统一关系及协调优化准则。

针对该问题，以BPJ5−630−1140型矿用四象限变频器为研究对象，在分析杂散电感对IGBT电−热性能影响的基

础上，提出了IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法：① 分析母排结构参数、栅极驱动电阻对IGBT尖峰电压和功

率损耗的影响，结果表明，随着交流母排长度增大、宽度减小，IGBT尖峰电压和功率损耗均增大；随着栅极驱动电

阻增大，IGBT尖峰电压减小，功率损耗增大。② 设计二极管钳位式吸收电路，通过试验验证了该电路可降低

IGBT尖峰电压和功率损耗。③ 考虑到交流母排宽度对IGBT布局和散热性能无影响，选择栅极驱动电阻和交流

母排长度为决策变量，采用BP神经网络−带精英策略的非支配排序遗传算法（BP−NSGAⅡ）实现IGBT尖峰电

压、最高结温及散热器表面最高温度的多目标极值寻优。试验结果表明：在散热器表面最高温度为55～65 ℃、

IGBT最高结温为74～80 ℃时，IGBT 尖峰电压最小值为1 861 V，相应的栅极驱动电阻为5 Ω，交流母排长度为

300 mm、宽度为200 mm；优化后BPJ5−630−1140型变频器IGBT尖峰电压为1 856 V，较优化前的2 856 V降低

了35%，有效抑制了IGBT尖峰电压，提高了矿用变频器运行可靠性。

关键词：矿用变频器；绝缘栅双极型晶体管；尖峰电压抑制；栅极驱动电阻；二极管钳位式吸收电路；

BP神经网络−带精英策略的非支配排序遗传算法

中图分类号：TD608　　　　文献标志码：A

Coordinated optimization method for IGBT peak voltage suppression of mine-used inverter

WANG Yue

1,2

, SHI Han

1,2

, RONG Xiang

1,2

, JIANG Dezhi

1,2

(1. CCTEG Changzhou Research Institute, Changzhou 213015, China；

2. Tiandi(Changzhou) Automation Co., Ltd., Changzhou 213015, China)

Abstract: At present, the methods of optimizing busbar structure parameters, changing gate drive resistance

and designing absorption circuit are commonly used to suppress the peak voltage of insulated gate bipolar

transistor (IGBT) in mine-used inverter caused by stray inductance. But the existing research has not revealed the

coordination and unification relationship between the methods and their coordination and optimization criteria. In

order to solve this problem, taking BPJ5-630-1140 type mine-used four-quadrant inverter as the research object,

based on the analysis of the influence of stray inductance on the electric-thermal performance of IGBT, a

coordinated optimization method of IGBT peak voltage suppression is proposed. ① The method analyzes the

influence of busbar structure parameters and grid drive resistance on IGBT peak voltage and power loss. The

results show that the peak voltage and power loss of IGBT increase with the AC busbar length increase and the

收稿日期：2022-08-16；修回日期：2022-12-05；责任编辑：李明。

基金项目：天地科技股份有限公司科技创新创业资金专项产学研科技合作项目（2020-2-TD-CXY003）；天地（常州）自动化股份有限

公司研发项目（2021GY1003）。

作者简介：王越（1994−），男，山西阳泉人，硕士，现主要从事矿用电气产品研发工作，E-mail：m@。

引用格式：王越，史晗，荣相，等. 矿用变频器IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法[J]. 工矿自动化，2022，48（12）：129-136, 143.

WANG Yue, SHI Han, RONG Xiang, et al. Coordinated optimization method for IGBT peak voltage suppression of mine-used

inverter[J]. Journal of Mine Automation，2022，48（12）：129-136, 143.

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130

•

工矿自动化第 48 卷

AC busbar width decrease. With the increase of gate drive resistance, IGBT peak voltage decreases and power

loss increases. ② The diode clamped absorption circuit is designed, which is verified by experiments to reduce the

peak voltage and power loss of IGBT. ③ Considering that the AC busbar width has no effect on the layout and

heat dissipation performance of IGBT, the gate drive resistance and the AC busbar length are selected as decision

variables. The BP neural network and elitist non-dominated sorting genetic algorithm (BP-NSGAⅡ) are used to

achieve multi-objective optimization of IGBT peak voltage, the maximum IGBT temperature and the maximum

temperature of radiator surface. The experimented results show that when the maximum temperature of radiator

surface is 55-65 ℃ and the maximum IGBT temperature is 74-80 ℃, the minimum IGBT peak voltage is 1

861 V.

The corresponding grid drive resistance is 5 Ω, the AC busbar length is 300 mm, and the AC busbar width is

200 mm. The optimized IGBT peak voltage of BPJ5-630-1140 type inventer is 1 856 V, which is 35% lower than

2 856 V before optimization. The IGBT peak voltage is effectively suppressed, and the operation reliability of the

mine-used inverter is improved.

Key words: mine-used inverter; insulated gate bipolar transistor; peak voltage suppression; grid drive

resistance; diode clamped absorption circuit; BP neural network and elitist non-dominated sorting genetic

algorithm

0　引言

绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar

Transistor，IGBT）的可靠性对保障矿用变频器稳定运

行具有重要作用

[1]

。由于矿用变频器各部件存在杂

散电感，导致IGBT在开关瞬态过程中产生较高的尖

峰电压，致使较大的电−热应力长期循环作用于

IGBT，易引起IGBT疲劳和随机失效、矿用变频器

瘫痪

[2-4]

。

为抑制杂散电感引起的IGBT尖峰电压，文献

[5-8]分析了关键物理结构参数、布局对叠层母排杂

散电感的影响规律，并提出优化设计方案；文献

[9-10]基于栅极控制抑制IGBT尖峰电压，但含有较

多的有源电路，易受不确定性及干扰噪声的影响；文

献[11]采用并联低电感电容的方式抑制IGBT尖峰

电压，分析了不同吸收电容的抑制情况及负面影响；

文献[12-13]采用电阻、电容及二极管构建剩余电流

装置（Residual Current Device，RCD）型吸收电路，分

析了电阻和电容参数对尖峰电压抑制效果的影响；

文献[14]通过改变栅极驱动电阻抑制IGBT尖峰电

压。然而，上述研究未揭示各类措施之间的协调统

一关系及协调优化准则。

本文在分析杂散电感对IGBT电−热性能影响的

基础上，提出IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法，

通过分析母排结构参数、栅极驱动电阻、吸收电路

对IGBT尖峰电压、功率损耗的影响，提出以栅极驱

动电阻和交流母排长度为决策变量，以IGBT最高结

温、散热器表面最高温度下IGBT尖峰电压最小为

优化目标，采用BP神经网络−带精英策略的非支配

排序遗传算法（Elitist Non-dominated Sorting Genetic

Algorithm，NSGAⅡ）（以下称BP−NSGAⅡ）实现矿用

变频器综合性能优化。通过试验验证了该方法可有

效降低杂散电感引起的矿用变频器IGBT尖峰电压。

1　杂散电感对IGBT电−热性能的影响

以BPJ5−630−1140型矿用四象限变频器为研究

对象，引入直流电容、IGBT及各类连接件的杂散电

感，建立考虑杂散电感的矿用变频器主电路拓扑等

效模型，如图1所示（以逆变单元为例，整流单元在

主电路拓扑上完全相同）。U

DC

为直流电压；C为直

流电容；L

C

为直流电容的杂散电感；L

DC1+

，L

DC2+

和

L

DC1−

，L

DC2−

分别为直流母排正负极的杂散电感；

L

DCU+

，L

UV+

，L

VW+

和L

DCU−

，L

UV−

，L

VW−

分别为交−直

流连接母排正负极的杂散电感；L

K++

，L

K−～

（K为U，

V，W）分别为交流母排上桥臂正负极的杂散电感；

L

K～+

，L

K−−

分别为交流母排下桥臂正负极的杂散电感。

直流母排

L

DC1+

L

DC2+

L

DCU+

交−直流连接母排

L

UV+

L

VW+

L

W++

IGBT5

L

U++

IGBT1

L

V++

IGBT3

C

U

DC

L

C

C

L

C

交

L

U−~

流

母

排

L

U~+

IGBT2

L

V−~

L

V~+

IGBT4

L

W−~

M3~

L

W~+

IGBT6

L

U−−

L

DC1−

L

DC2−

直流母排

L

V−−

L

VW−

L

W−−

L

DCU−

L

UV−

交−直流连接母排

图 1 考虑杂散电感的矿用变频器主电路拓扑等效模型

Fig. 1 Equivalent model of main circuit topology of mine-used

inverter considering stray inductance

1.1　母排杂散电感提取

采用ANSYS Q3D提取直流母排、交−直流连接

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王越等： 矿用变频器IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法

•

131

•

流母排的杂散电感。以交流母排（长母排、交

340 mm，宽130 mm）为例，其电磁场强度分布云图如

图2所示，杂散电感随激励频率变化曲线如图3

所示。

为例，其满载工况下的集−射极电压波形如图4所

示。可看出满载工况下，IGBT尖峰电压高达2 854 V，

超过直流母线电压（1 611 V）的77.2%。

3 000

2 500

集

−

射

极

电

压

/

V

2 000

1 500

1 000

500

0

−500

5.05.25.45.65.86.0

电磁场强度/(A·m

−1

)

1.00E+01

9.33E+00

8.67E+00

8.00E+00

7.33E+00

6.67E+00

6.00E+00

5.33E+00

4.67E+00

4.00E+00

3.33E+00

2.67E+00

2.00E+00

1.33E+00

6.67E−01

0

正极

上桥臂导通

负极

下桥臂导通

时间/10

−1

s

图 4 满载工况下IGBT集−射极电压波形

Fig. 4 Collector-emitter voltage waveform of IGBT under

图 2 交流母排电磁场强度分布云图

Fig. 2 Distribution cloud chart of electromagnetic field

full load condition

矿用变频器主电路拓扑无杂散电感与有杂散电

感（取表1数值）时IGBT开关瞬态曲线如图5所

示。对其进行积分运算，取单个脉冲周期，得到

IGBT损耗计算结果，见表2。

intensity of AC busbar

200

150

杂

散

电

感

/

n

H

100

50

L

K++

L

K−~

L

K~+

L

K−−

2 000

集

−

射

极

电

压

/

V

，

基

极

电

流

/

A

1 500

1 000

500

0

−500

4.401 54.401 6

时间/10

−1

s

（a） IGBT 开通过程

4.401 7

无杂散电感时电压

有杂散电感时电压

无杂散电感时电流

有杂散电感时电流

0246810

频率/kHz

图 3 交流母排杂散电感随激励频率变化曲线

Fig. 3 Variation curves of stray inductance in AC busbar

with excitation frequency

从图2、图3可看出，由于集肤效应和邻近效应

大，在高频中逐渐减小，当激励频率增至2 kHz时，杂

散电感趋于稳定。取激励频率为2 kHz，交流母排、

交−直流连接母排、直流母排的杂散电感见表1。

集

−

射

极

电

压

/

V

，

基

极

电

流

/

A

影响交流母排的电磁场分布，杂散电感在低频中较

3 500

2 500

1 500

500

−500

4.403 5

无杂散电感时电压

有杂散电感时电压

无杂散电感时电流

有杂散电感时电流

表 1 激励频率为2 kHz时矿用变频器杂散电感

Table 1 Stray inductance of mine-used inverter under

2 kHz excitation frequency

L

K++

120

L

DC−

40

L

K−～

25

L

UV−

30

L

K～+

96

L

VW−

29

L

K−−

11

L

DC1+

24

L

DCU+

27

L

DC2+

3

L

UV+

30

L

DC1−

12

nH 　

L

VW+

30

L

DC2−

19

4.403 6

时间/10

s

−1

4.403 7

（b） IGBT 关断过程

图 5 IGBT开关瞬态曲线

Fig. 5 Transient curves of IGBT switch

表 2 IGBT损耗计算结果

Table 2 IGBT loss calculation results

条件

无杂散电感

有杂散电感

开通损耗

467

387

关断损耗

449

694

导通损耗

687

820

W 　

总功率损耗

1 603

1 901

1.2　IGBT行为模型仿真

利用ANSYS Simplorer建立 FZ800R33HE2 型

IGBT行为模型，并根据图1搭建相应仿真电路。设

置输入三相交流电压为1 140 Ｖ，基波频率为50 Hz，

开关频率为2 kHz，栅极驱动电阻为8 Ω。以IGBT1

由表2可知，矿用变频器主电路拓扑有杂散电

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132

•

工矿自动化

压最小值。

第 48 卷

感时，IGBT的开通损耗较无杂散电感时减小，关断

损耗、导通损耗及总功率损耗增大。

采用ANSYS Icepak有限元表征矿用变频器散

热系统的温度分布情况，分析杂散电感对IGBT散热

性能的影响。设置环境温度为30 ℃，水流量为

18 L/min，得到IGBT及水冷散热器的温度云图，如

图6所示。可看出矿用变频器主电路拓扑无杂散电

感时，散热器表面最高温度、IGBT最高结温、出水

口温度分别为65，75，37 ℃，有杂散电感时分别为

72，84，38 ℃，较之前分别增大10.8%，12%，2.7%。

2.1　IGBT尖峰电压抑制影响因素分析

2.1.1　母排结构参数

由表1可知，交流母排的L

K++

和L

K～+

明显大于

其他部分和交−直流连接母排、直流母排杂散电感，

因此重点讨论交流母排结构参数对L

K++

，L

K～+

的影

响。交流母排结构模型如图7所示。

温度/℃

75.601 5

69.901 3

64.201 1

58.500 9

52.800 8

47.100 6

41.400 4

35.700 2

30.000 0

图 7 交流母排结构模型

Fig. 7 Structural model of AC busbar

采用ANSYS Q3D仿真分析交流母排结构参数

对杂散电感及尖峰电压的影响。交流母排长度、宽

度与L

K++

，L

K～+

的对应关系如图8所示。可看出杂

散电感与交流母排长度呈正相关，与宽度呈负相

关。这是由于交流母排长度越小，则电流耦合回路

（a） 无杂散电感

温度/℃

84.451 6

77.645 2

70.838 7

64.032 3

57.225 8

50.419 4

43.612 9

36.806 4

30.000 0

面积越小，对应的杂散电感越小；交流母排越宽，相

当于并联的杂散电感越多，使得总杂散电感减小。

200

杂

散

电

感

/

n

H

150

100

50

400

350

长

度

/

m

m

300

100

（a） L

K++

150

m

宽

度

/

m

200

（b） 有杂散电感

图 6 IGBT及水冷散热器温度云图

杂

散

电

感

/

n

H

Fig. 6 Temperature cloud chart of IGBT and water-cooled radiator

180

120

60

0

400

350

长

度

/

m

m

300

100

（b） L

K~+

150

m

宽

度

/

m

综上，较大的杂散电感导致IGBT尖峰电压急剧

增大，使IGBT总功率损耗增大，产生过温升现象，易

引起IGBT疲劳失效。

200

2　IGBT尖峰电压抑制及其协调优化

IGBT尖峰电压可通过优化母排结构参数、增大

图 8 交流母排长度、宽度与杂散电感对应关系

Fig. 8 Corresponding relationship between AC busbar length or

栅极驱动电阻、设计吸收电路等方式进行抑制。结

合水冷散热系统，随着交流母排结构参数变化，

IGBT间距发生改变，最终影响温度分布。调整栅极

驱动电阻会改变IGBT功率损耗，最终反映为温度变

化。因此，以尖峰电压和温度作为协同优化的目标

参量。根据行业相关温升标准，确定优化指标为

30 ℃环境温度下，散热器表面最高温度在55～

65 ℃、IGBT最高结温在74～80 ℃范围内的尖峰电

width and stray inductance

取栅极驱动电阻为8 Ω，满载工况下，采用

ANSYS Simplorer得到交流母排长度、宽度与IGBT

尖峰电压、功率损耗的对应关系，如图9、图10所

示。可看出IGBT尖峰电压和功率损耗随交流母排

长度增大而增大，随宽度增大而减小，且功率损耗随

母排结构参数变化基本呈线性关系。此外，交流母

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2022 年第 12 期

王越等： 矿用变频器IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法

•

133

•

IGBT布局和散热性能无影响，为减少协调排宽度对

功

率

损

耗

/

W

优化过程中的决策变量，选定交流母排宽度为200 mm。

2 200

2 000

1 800

1 600

16

栅

极

12

驱

动

电

阻

8

/

Ω

3 100

尖

峰

电

压

/

V

2 950

2 800

2 650

2 500

400

长

度

350

/

m

m

400

4

300

交

350

度

/

m

m

长

排

流

母

300100

150

200

/

m

m

图 12 栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT

功率损耗的对应关系

Fig. 12 Corresponding relationship between gate drive resistance or

AC busbar length and IGBT power loss

宽

度

图 9 交流母排长度、宽度与IGBT尖峰电压的对应关系

Fig. 9 Corresponding relationship between AC busbar length or

width and IGBT peak voltage

1 950

功

率

损

耗

/

W

2.2　吸收电路设计

设计二极管钳位式吸收电路，如图13所示（以

U相为例），利用二极管钳制瞬变电压，以减小吸收

电容C

1

，C

2

引起的电压谐振。

1 900

1 850

400

长

度

350

/

m

m

IGBT1+

C

1

D

1

D

2

L

1

300

100

150

200

IGBT2+

IGBT1−

D

3

IGBT2−

C

2

D

4

L

2

m

宽

度

/

m

图 10 交流母排长度、宽度与IGBT功率损耗的对应关系

Fig. 10 Corresponding relationship between AC busbar length or

width and IGBT power loss

图 13 二极管钳位式吸收电路

Fig. 13 Diode clamped absorption circuit

2.1.2　栅极驱动电阻

FZ800R33KF2C为第2代平面栅式 IGBT，可通

采用ANSYS Simplorer仿真分析吸收电容对尖

峰电压抑制效果的影响。选取吸收电容为0.5，1，2，

3 µF，电感为0.1 µH，不同吸收电容时IGBT关断波

形如图14所示。可看出随着吸收电容增大，IGBT

尖峰电压减小，振荡周期增大，振荡现象减弱，但进

一步增大电容时抑制效果已无明显改善。考虑体积

和成本，选定吸收电容为2 µF。

过增大栅极驱动电阻来减小电流变化率，从而降低

IGBT尖峰电压。利用ANSYS Simplorer仿真得到栅

极驱动电阻、交流母排长度与IGBT尖峰电压、功率

损耗的对应关系，如图11、图12所示。可看出

IGBT尖峰电压随栅极驱动电阻增大而减小，当栅极

驱动电阻为4 Ω时，最大尖峰电压为3 104 V，将栅极

驱动电阻增大至16 Ω，最大尖峰电压减小为2 428 V；

随着栅极驱动电阻增大，IGBT功率损耗逐渐增大。

2 000

1 500

1 000

500

0

2.114 4

0.5 μF

1 μF

2 μF

3 μF

3 200

尖

峰

电

压

/

V

2 900

2 600

2 300

16

集

−

射

极

电

压

/

V

2.114 6

−1

2.114 82.115 0

时间/10

s

栅

极

12

驱

动

电

400

阻

/

Ω

图 14 不同吸收电容时IGBT关断波形

Fig. 14 IGBT turn-off waveforms with different

8

4

300

350

交

流

母

排

长

度

/

m

m

absorption capacitances

图 11 栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT

尖峰电压的对应关系

Fig. 11 Corresponding relationship between gate drive resistance or

AC busbar length and IGBT peak voltage

采用吸收电路后，栅极驱动电阻、交流母排长度

与IGBT尖峰电压、功率损耗的对应关系如图15、

图16所示。可看出与图11、图12相比，二极管钳位

式吸收电路对不同栅极驱动电阻和交流母排结构参

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134

•

工矿自动化第 48 卷

NSGA Ⅱ 寻优

开始

数下的IGBT尖峰电压均有一定的抑制作用，同时可

降低IGBT功率损耗。

BP 神经网络训练拟合

BP

神经

网络

构建

系统建模

迭代次数 G=1

构建合适的

BP 神经网络

2 100

尖

峰

电

压

/

V

1 950

1 800

1 650

16

栅

极

12

驱

动

电

非支配排序和拥挤度计算

BP 神经

网络初始化

400

8

阻

/

Ω

4

300

联赛选择、交叉、

变异得到子种群

交

350

m

m

长

度

/

排

母

流

BP

神经

网络

训练

BP神经

网络训练

N

G=G+1

合并种群

图 15 采用吸收电路后栅极驱动电阻、交流母排长度与

IGBT尖峰电压的对应关系

Fig. 15 Corresponding relationship between gate drive resistance or

AC busbar length and IGBT peak voltage after

非支配排序和拥挤度计算

生成新种群

训练结束?

Y

测试数据

BP 神经

网络预测

using absorption circuit

BP

神经

网络

预测

N

达到最大

迭代次数?

Y

折中策略确定最优解

1 800

功

率

损

耗

/

W

1 700

1 600

1 500

16

栅

极

12

驱

动

8

电

阻

/

Ω

结束

图 17 BP−NSGAⅡ实现流程

400

4

300

350

m

度

/

m

排

长

母

交

流

Fig. 17 BP-NSGAⅡ realization process

10

4

温

度

拟

合

值

/

℃

2.0

均

方

误

差

/

℃

2

10

2

10

0

10

−2

10

−4

00.51.01.5

4

70

训练值

目标值

65

60

图 16 采用吸收电路后栅极驱动电阻、交流母排长度与

IGBT功率损耗的对应关系

Fig. 16 Corresponding relationship between gate drive resistance or

AC busbar length and IGBT power loss after using absorption circuit

2.3　基于BP−NSGAⅡ的多目标极值寻优

根据图15、图16，结合水冷散热系统，可将功率

55606570

迭代次数/10温度目标值/℃

图 18 BP神经网络训练拟合效果

Fig. 18 Fitting effect of BP neural network training

损耗进一步转换为最高结温。此外，随着交流母排

长度减小，IGBT纵向间距减小，散热器表面最高温

度增大。因此，以栅极驱动电阻和交流母排长度作

为决策变量，采用BP−NSGAⅡ实现IGBT尖峰电

压、最高结温及散热器表面最高温度（三者相互矛

盾，呈现此消彼长的趋势）的多目标极值寻优。

BP−NSGAⅡ主要包括BP神经网络训练拟合和

NSGAⅡ寻优，流程如图17所示。

根据决策变量与优化目标的仿真数据训练

BP神经网络，使训练后的BP神经网络能准确预测

目标函数的输出，用于NSGAⅡ的非支配排序和拥挤

度计算。设置6个隐含层，每个隐含层具有200个神

经元。取迭代步数为20 000，BP神经网络训练拟合

效果如图18所示。可看出20 000次训练下的BP神

经网络具有较好的收敛性和拟合性，以散热器表面

最高温度为例，最小均方根误差仅为0.006 ℃

2

，相关

系数达0.999 36。

设置种群数量为50，迭代步数为500，交叉、变

异概率分别为0.9和0.1，得到BP−NSGAⅡ的帕累托

解集，如图19所示，其中红色虚线区域为设计指标

对应的映射区间。可看出在散热器表面最高温度为

55～65 ℃、IGBT最高结温为74～80 ℃时，IGBT 尖

峰电压最小值为1 861 V。此时，所选定的栅极驱动

电阻为5 Ω，交流母排长度为300 mm、宽度为200 mm。

散

热

器

表

面

最

高

温

度

/

℃

70

65

60

55

82

I

G

B

80

T

最

高

76

结

温

/

℃

78

2 100

2 000

1 900

1 800

压

/

V

1 700

峰

电

74

1 600

尖

T

I

G

B

图 19 BP−NSGAⅡ的帕累托解集

Fig. 19 Pareto solution set of BP-NSGAⅡ

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2022 年第 12 期

王越等： 矿用变频器IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法

•

135

•

1 700 V 时电压

1 700 V 时电流

1 500 V 时电压

1 500 V 时电流

1 300 V 时电压

1 300 V 时电流

1 100 V 时电压

1 100 V 时电流

集

−

射

极

电

压

/

V

，

基

极

电

流

/

A

3　试验验证

3.1　双脉冲试验

为验证IGBT行为模型的正确性，搭建双脉冲试

2 000

1 500

1 000

500

0

−500

2.72.82.93.0

−5

验平台，如图20所示。脉冲发生器微控制单元选用

TMS320F28035 数字处理器。

3.13.2

时间/10

s

（a） IGBT 开通过程

3 500

集

−

射

极

电

压

/

V

，

基

极

电

流

/

A

1 700 V 时电压

1 700 V 时电流

1 500 V 时电压

1 500 V 时电流

1 300 V 时电压

1 300 V 时电流

1 100 V 时电压

1 100 V 时电流

（a） 变压、整流装置（b） 单桥臂测试电路

2 500

图 20 双脉冲试验平台

Fig. 20 Double-pulse experiment platform

1500

当线路中仅接入交流母排时，分别调节母线电

压至1 100，1 300，1 500，1 700 V，采用罗氏线圈、示

波器等测量IGBT的开通和关断波形，如图21所示。

500

−500

1.201.251.301.35

时间/10

−5

s

1.401.451.50

集

−

射

极

电

压

/

V

，

基

极

电

流

/

A

2 000

1 500

1 000

500

0

−500

2.72.82.93.0

1 700 V 时电压

1 700 V 时电流

1 500 V 时电压

1 500 V 时电流

1 300 V 时电压

1 300 V 时电流

1 100 V 时电压

1 100 V 时电流

（b） IGBT 关断过程

图 22 双脉冲仿真波形

Fig. 22 Double-pulse simulation waveforms

表 3 仿真与试验波形的尖峰电压对比

Table 3 Comparison of peak voltages between simulated

3.13.2

waveforms and the experimental ones

母线电压/V

尖峰电压/V

仿真值

1 519

1 768

2 014

2 257

试验值

1 485

1 780

2 020

2 181

误差/%

2.2

0.7

0.3

3.4

时间/10

−5

s

（a） IGBT 开通过程

3 500

集

−

射

极

电

压

/

V

，

基

极

电

流

/

A

2 500

1 500

1 700 V 时电压

1 700 V 时电流

1 500 V 时电压

1 500 V 时电流

1 300 V 时电压

1 300 V 时电流

1 100 V 时电压

1 100 V 时电流

1 100

1 300

1 500

1 700

3.2　IGBT关断电压试验

为验证本文方法对IGBT尖峰电压的抑制效果，

500

−500

1.20

搭建矿用变频器加载试验平台，如图23所示。

1.251.301.35

时间/10

−5

s

（b） IGBT 关断过程

1.401.451.50

图 21 双脉冲试验波形

Fig. 21 Double-pulse experimental waveforms

采用ANSYS Simplorer建立双脉冲仿真电路模

型，在相同条件下得到IGBT的开通和关断波形，如

图22所示。仿真与试验波形的尖峰电压对比见表3。

由图21、图22、表3可看出，仿真与试验波形在

趋势上保持高度一致，验证了IGBT行为模型能准确

反映IGBT的开关特性，且不同母线电压下的尖峰电

压误差仅为2.2%，0.7%，0.3%，3.4%，具有较高的仿真

精度。

（a） 驱动和加载电动机（b） 负载变频器

（c） BPJ5−630−1140 型矿用变频器（d） 吸收电路

图 23 矿用变频器加载试验平台

Fig. 23 Mine-used inverter loading experiment platform

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•

136

•

工矿自动化第 48 卷

WU Chuanlong，CHEN Wei，LIU Xiaowen，et al.

Feature fusion based fault diagnosis of hoist inverter[J].

Industry and Mine Automation，2021，47（5）：46-51.

唐圣学，张继欣，姚芳，等. IGBT模块寿命预测方法研

究综述[J/OL]. 电源学报：1-29. [2021-12-06].

/kcms/detail/.20210802.1742.002.

html.

TANG Shengxue，ZHANG Jixin，YAO Fang，et al. An

overview of lifetime prediction methods for IGBT power

module[J/OL]. Journal of Power Supply：1-29. [2021-

12-06]. /kcms/detail/.2021

.

李方正，孙旭东，黄立培，等. 大容量变流器复杂形状

直流母线的PEEC建模[J]. 清华大学学报（自然科学

版），2009，49（8）：1089-1092.

LI Fangzheng，SUN Xudong，HUANG Lipei，et al.

PEEC modeling of complex DC buses in high power

converters[J]. Journal of Tsinghua University（Science

and Technology），2009，49（8）：1089-1092.

陈材，裴雪军，陈宇，等. 基于开关瞬态过程分析的大

容量变换器杂散参数抽取方法[J]. 中国电机工程学

报，2011，31（21）：40-47.

CHEN Cai，PEI Xuejun，CHEN Yu，et al. A stray

parameter extraction method for high power converters

based on turn-on/off transient analysis[J]. Proceedings

of the CSEE，2011，31（21）：40-47.

易荣，赵争鸣，袁立强. 高压大容量变换器中母排的优

化设计[J]. 电工技术学报，2008，23（8）：94-100.

YI Rong，ZHAO Zhengming，YUAN Liqiang. Busbar

optimization design for high power converters[J].

Transactions of China Electrotechnical Society，2008，

23（8）：94-100.

汪鋆，杨兵建，徐枝新，等. 750 kVA高功率密度二极管

钳位型三电平通用变流模块的低感叠层母线排设

计[J]. 中国电机工程学报，2010，30（18）：47-54.

WANG Jun，YANG Bingjian，XU Zhixin，et al.

Configuration of low inductive laminated bus bar in

750 kVA NPC three-level universal converter module of

high power density[J]. Proceedings of the CSEE，2010，

30（18）：47-54.

董玉斐，罗皓泽，杨贺雅，等. 1.2 MV·A混合钳位五电

平变流模块的结构布局优化和叠层母排设计[J]. 电工

技术学报，2016，31（8）：11-18.

DONG Yufei，LUO Haoze，YANG Heya，et al.

Engineering design for structure and bus bar of

1.2 MV·A hybrid clamped five-level converter

module[J]. Transactions of China Electrotechnical

Society，2016，31（8）：11-18.

朱艺锋，郑景乐. 基于结构的变流器母排杂散电感优

化方法研究[J]. 机电工程，2017，34（3）：293-297.

ZHU Yifeng，ZHENG Jingle. Research on optimization

method of stray inductance of converter bus bar based on

structure[J]. Journal of Mechanical & Electrical

Engineering，2017，34（3）：293-297.

以IGBT1为例，满载工况下IGBT关断电压试验

波形如图24所示。可看出优化前IGBT尖峰电压高

达2 856 V，优化后为1 856 V，降低了35%，有效提高

了IGBT及矿用变频器的运行可靠性。

[ 2 ]

3 000

2 500

集

−

射

极

电

压

/

V

2 000

1 500

1 000

500

0

−500

0.51.01.5

时间/10

s

（a） 优化前

−5

[ 3 ]

2.02.5

2 000

1 750

集

−

射

极

电

压

/

V

1 500

1 250

1 000

750

500

250

0

−250

0.51.01.5

时间/10

−5

s

（b） 优化后

2.02.5

[ 4 ]

[ 5 ]

图 24 IGBT关断电压试验波形

Fig. 24 Experimental waveforms of IGBT turn-off voltage

4　结论

（1） 分析了杂散电感对IGBT电−热性能的影

[ 6 ]

响：较大的杂散电感导致IGBT尖峰电压急剧增大，

使IGBT总功率损耗增大，产生过温升现象，易引起

IGBT疲劳失效。

（2） 提出了IGBT尖峰电压抑制的协调优化方

法：① 分析母排结构参数、栅极驱动电阻对IGBT尖

峰电压、功率损耗的影响，根据影响趋势的相关性选

定部分参数，以减少决策变量。② 设计二极管钳位

式吸收电路，通过试验验证该电路可降低IGBT尖峰

电压和功率损耗。③ 采用 BP−NSGAⅡ实现包括

IGBT尖峰电压、最高结温及散热器表面最高温度在

内的综合性能优化。

（3） 通过试验验证了所提方法可有效降低杂散

电感引起的IGBT尖峰电压，降幅达35%，为矿用变

频器的安全、稳定、可靠运行提供了保障。

参考文献（References）：

[ 7 ]

[ 8 ]

[ 1 ]吴传龙，陈伟，刘晓文，等. 基于特征融合的提升机逆

变器故障诊断[J]. 工矿自动化，2021，47（5）：46-51.

（下转第143页）

Copyright©博看网. All Rights Reserved.

2022 年第 12 期

[10]

许志鹏等： 基于振动信号的采矿机截割负载分类

2022，22（16）：6607-6612.

[13]

•

143

•

陈

晓玉，杜雅欣，刘亚茹，等. 三维荧光光谱结合

2DPCA−SSA−GRNN对柴油占比的检测[J]. 中国激

光，2022，49（18）：175-182.

CHEN Xiaoyu，DU Yaxin，LIU Yaru，et al. Detection of

diesel proportion using three-dimensional fluorescence

spectrum and 2DPCA-SSA-GRNN[J]. Chinese Journal

of Lasers，2022，49（18）：175-182.

[11]

王耀国，李勇永，郭涛. 基于改进的SSA优化BP神经网

络的导水断裂带高度预测[J/OL]. 煤矿安全：1-

8[2022-07-22]. DOI:10.13347/.2023.02.001.

WANG Yaoguo，LI Yongyong，GUO Tao. Prediction of

height of water flowing fractured zone based on

improved SSA to optimize BP neural network[J/OL].

Safety in Coal Mines：1-8[2022-07-22]. DOI：

10.13347/.2023.02.001.

[14]

刘湲，王芳. 麻雀搜索算法优化BP神经网络的短期风

功率预测[J]. 上海电机学院学报，2022，25（3）：

132-136.

LIU Yuan，WANG Fang. BP neural networks optimized

by sparrow search algorithm for short-term wind power

prediction[J]. Journal of Shanghai Dianji University，

2022，25（3）：132-136.

[12]

李福涛，王忠宾，司垒，等. 基于振动信号的采煤机煤

岩截割状态识别[J]. 煤炭工程，2022，54（1）：123-127.

LI Futao，WANG Zhongbin，SI Lei，et al. Coal cutting

state recognition of shearer based on vibration signal[J].

Coal Engineering，2022，54（1）：123-127.

[15]黄龙杨，夏正洪，贾鑫磊. 基于SSA−BP的离港航班滑蒋干. 基于多传感信息融合的采煤机煤岩截割状态识

出时间预测[J]. 科学技术与工程，2022，22（16）：

6607-6612.

HUANG Longyang，XIA Zhenghong，JIA Xinlei.

Departure flights' taxi-out time prediction based on SSA-

别技术研究[D]. 徐州：中国矿业大学，2019.

JIANG Gan. Research on recognition technology of

shearer coal-rock cutting status based on multi-sensor

information fusion[D]. Xuzhou：China University of

Mining and Technology，2019.

Polytechnic University（Natural Science），2014，33（4）：

482-485.

[12]

BP algorithm[J]. Science Technology and Engineering，

（上接第136页）

[

9

]欧阳柳，李华，杨光，等. 风力发电变流器的IGBT关断

过电压抑制研究[J]. 大功率变流技术，2012（2）：13-

15，20.

OUYANG Liu，LI Hua，YANG Guang，et al. Research

on suppression of IGBT's turn-off over-voltage for a

wind power converter[J]. High Power Converter

Technology，2012（2）：13-15，20.

[10]

张承宁，王志福，孙逢春. 基于Pspice的IGBT缓冲电路

分析[J]. 计算机仿真，2003（7）：107-110.

ZHANG Chengning，WANG Zhifu，SUN Fengchun. An

study of the buffer circuit for the IGBT based on

Pspice[J]. Computer Simulation，2003（7）：107-110.

[13]张全柱，黄成玉，邓永红. 逆变器用IGBT吸收电路的

Quanzhu，HUANG Chengyu，DENG

尹新，陈功，沈征，等. 基于栅极控制的IGBT关断过电

仿真研究[J]. 电源技术，2009，33（10）：914-918.

ZHANG

Yonghong. Simulation research for the IGBT absorbing

circuits of inverter[J]. Chinese Journal of Power

Sources，2009，33（10）：914-918.

[14]

压研究[J]. 电源技术，2016，40（3）：680-683.

YIN Xin，CHEN Gong，SHEN Zheng，et al.

Investigation of IGBT over-voltage suppression based on

gate control[J]. Chinese Journal of Power Sources，

2016，40（3）：680-683.

[11]

汪波，胡安，陈明，等. IGBT关断瞬态电压尖峰影响及

朱艺锋. 缓冲电容对IGBT变流器特性的影响研究[J].

抑制[J]. 半导体技术，2011，36（7）：501-504.

WANG Bo，HU An，CHEN Ming，et al. Influence and

suppression of voltage spike in turn-off transient of

IGBT[J]. Semiconductor Technology，2011，36（7）：

501-504.

河南理工大学学报（自然科学版），2014，33（4）：

482-485.

ZHU Yifeng. Impact of snubber capacitance on IGBT-

converter characteristics[J]. Journal of Henan

Copyright©博看网. All Rights Reserved.